Complet Recepteur

ETUDE ET REALISATION D’UN RECEPTEUR FM 41MHz adapté au radio modélisme à codage PPM et synthèse de fréquence.

SOMMAIRE

Introduction ................................................................................. 2 Qu’est ce qu’une radiocommande ? .......................................... 2 Schéma fonctionnel ..................................................................... 4 Cahier des charges....................................................................... 4 Structure d’un récepteur ............................................................ 5 - Hautes Fréquences............................................................. 7 - fréquences intermédiaires .................................................. 14 - démodulation ..................................................................... 21 - traitement de l’information................................................ 23 - circuits annexes ................................................................. 31 - alimentation ....................................................................... 31 Programme d’initialisation de la synthèse de fréquence ........ 32 - le programme..................................................................... 33 - modification des paramètres du programme ..................... 41 Réalisation.................................................................................... 43 - plaque d’essais HF............................................................. 43 - plaque d'essais synthèse de fréquence ............................... 43 - calcul des inductances de F. Thobois ................................ 45

Qu'est ce qu'une radiocommande de modèle réduit ? Une radiocommande est une chaîne de transmission entre un utilisateur et les équipements de son modèle réduit. La chaîne de radiocommande Les informations sont transmises par ondes électromagnétiques sur des bandes de fréquences déterminées: 26.815 à 26.905 MHz : pour tous types de modèles réduits 41.000 à 41.100 MHz : réservée à l'aéromodélisme 41.100 à 41.200 MHz : pour tous types de modèles réduits 72.000 à 72.500 MHz : pour tous types de modèles réduits chaque canal a une taille de 10KHz les équipements: Le nombre et la nature des équipements d'un modèle réduit imposent le type de radiocommande à utiliser. Prenons le cas d'un modèle le plus simple possible (voiture qui n'aurait pas de direction): le modèle n'a besoin que d'une seule information à recevoir pour pouvoir se déplacer. Cette information peut être transmise sous forme binaire. Une émission Hautes Fréquences indique que la voiture doit avancer, pas d'émission la voiture ne bouge pas. Ce cas est bien sûr fort improbable car un modèle à besoin d'au minimum deux informations, voir une dizaine et plus pour les modèles construits par les radiomodélistes les plus passionnés qui transforment leur modèle en véritable petit robot. Chacune des informations peut ainsi commander un moteur, un servomécanisme, une signalisation lumineuse ou sonore, ou tout autre équipement. Il a donc fallu trouver un moyen de transmettre autant d'informations que d'équipements. Le problème du nombre d'informations (voies) n'est pas le seul. En effet, un moteur peut être commandé de deux façons différentes: Soit on donne au moteur une impulsion, il tourne, soit il n'en reçoit pas et il reste statique ou bien tourne avec son inertie. Mais il n'est pas facile de faire déplacer un modèle avec ce type de commande. La deuxième solution est de faire tourner le moteur en réglant la vitesse et le sens de rotation (voie proportionnelle). Il en est de même pour un servomécanisme, auquel on veut donner une position précise. Le seul moyen de transmettre plusieurs voies associées à des voies proportionnelles était de créer un système de codage et de multiplexage universel. C'est ce qui a été fait vers les années 1960 avec le codage PPM. Le codage PPM: Il s'agit d'un système d'impulsions codées en position (Pulse Position Modulation).

Séquence PPM: Numéro des voies: 1

2

3

synchronisation

Impulsion ≈ 300 µs Chaque séquence est constituée par : • des impulsions d'environ 300µs, pour séparer chacune des voies. • différentes voies, dont la durée constitue l'information : la durée varie entre 1 et 2 ms, avec le neutre matérialisé par 1.5ms. • un temps de synchronisation d'une durée d'environ 8 ms pour le différencier d'une voie. Ce temps de synchronisation permet au système un comptage des impulsions à partir d'une référence pour qu'ensuite chaque voie puisse être attribuée de manière correcte. On pourrait croire que le nombre de voies peut s'étendre à l'infini, mais en fait il est limité par le temps d'une séquence. En effet, l'information ne parvient à l'équipement qu'une fois toutes les 20 ms environ. Si ce temps s'allongeait, les équipements ne seraient plus commandés, et pourraient prendre n'importe quel parasite pour une information. Les récepteurs actuels sont prévus pour 8/9 voies maximum. Le système de modulation: De nos jours, bien que la modulation d'amplitude soit encore utilisée par certains radio modélistes, la plupart des émetteurs sont à modulation de fréquence. On parle ensuite de radiocommande FM 41MHz ou 72MHz suivant la bande de fréquences utilisée. Cette fréquence est donnée et modifiable par une paire de quartz insérés dans l'émetteur et son récepteur. Evolution des radiocommandes: Les radiocommandes actuellement sur le marché, possèdent en plus de la transmission des voies, des commandes évoluées telles que le mixage des voies pour pouvoir manipuler par exemple un gouvernail et le moteur d'étrave qui lui est associé. Toutes ces options sont inclues dans des modules électroniques dont nous ne feront pas l'étude. D'autres radiocommandes acceptent aussi bien les modulations PPM que PCM beaucoup plus complexe, mais sécurisées.

Cahier des charges Conception d’un module de réception type radiocommande de modèles réduits avec les particularités suivantes : • • • • • • • • •

Création du récepteur à partir des informations fournies par P. Techer (RC-FM Receiver 41 MHz synthesised frequency), et de l’article du mensuel Modèle Réduit d’Avion n°705 de septembre 1998, étudié par F. Thobois (RX 21). Technologie CMS pour la majorité des composants utilisés, pour respecter la légèreté et la compacité du système embarqué sur le modèle réduit. Récepteur 8 voies Réception 41MHz, modulation de fréquence, codage PPM Double changement de fréquence (FI1=10.7 MHz, FI2= 455KHz) Synthèse de fréquence gérée par microcontrôleur Changement de la fréquence reçue par programmation Contrôle Automatique du Gain de l’amplification du signal reçu Alimentation stabilisée 100mA

Structure d’un récepteur

Un récepteur, pour être efficace, doit capter le signal d’émission (bande de fréquences ou fréquence fixe), sélectionner la fréquence sollicitée s’il s’agit d’une bande de fréquences, démoduler le signal pour en extraire l’information, et décoder et traiter cette information. Pour cela un récepteur comprend : • • •

1 amplificateur qui reçoit le signal de l’antenne "pré-filtré" sur la fréquence choisie. 1 ou plusieurs mélangeurs de réception pour abaisser la fréquence jusqu'à une fréquence intermédiaire, suivi(s) d'un(de) filtre(s) passe-bande. Chaque mélangeur est associé à un oscillateur local à fréquence stable. 1 système de démodulation.

Peuvent ensuite se rajouter des éléments tels que la synthèse de fréquence d'un oscillateur local, le contrôle automatique de gain de l'amplificateur, qui viendront augmenter les qualités du récepteur. Ces qualités peuvent être résumées ainsi : •

La sensibilité, qui est l'aptitude à permettre l'écoute de signaux de faible amplitude. La valeur de la sensibilité est donnée par la plus petite valeur du signal qu'il faut en entrée pour obtenir un rapport S/B donné. Elle s'exprime en mV.

•

La sélectivité, qui définit l'écart minimum entre 2 stations permettant au récepteur une écoute sans brouillage. Elle résume l'aptitude du récepteur à rejeter les signaux se trouvant en dehors de sa bande passante. Elle s'exprime en Hertz.

•

La linéarité, qui est la capacité d'un récepteur à recevoir un signal faible en présence de signaux brouilleurs de forte amplitude.

•

La fidélité, qui définit le pourcentage de signaux parasites en sortie du récepteur par rapport au signal utile. Il s'agit en fait de la capacité du récepteur à restituer le signal modulant sans déformation.

•

La stabilité, qui donne l'aptitude du récepteur à rester calé sur la fréquence sélectionnée dans le temps ou lorsque les conditions extérieures varient. Elle est donnée en Hertz ou fraction de la fréquence d'accord du récepteur.

Ces qualités ont chacune leur importance mais notre étude se fera uniquement en tenant compte de la sélectivité, de la sensibilité et de la stabilité, qui sont des paramètres facilement réglables et accessibles, et dont découlent tous les autres.

Représentation fonctionnelle générale d'un récepteur HF

Circuits annexes

HF

FI

Démod.

Tr. info

Alimentation

Tous les récepteurs sont constitués sur la même base et se composent de 6 parties principales qui peuvent être décrites ainsi : •

L'ensemble 'hautes fréquences' : le rôle de ce premier ensemble est de traiter le signal issu de l'antenne. Après avoir capté les signaux, même les plus faibles, cette partie doit les rendre utilisables. Elle est donc chargée de les amplifier après en avoir fait une sélection 'grossière'.

•

L'ensemble 'fréquence intermédiaire' : la deuxième partie est chargée de sélectionner la fréquence qui nous intéresse. Pour cela, et à l'aide de plusieurs circuits, la fréquence de réception va être changée sans en altérer son information. On obtient ainsi une fréquence intermédiaire (F.I.).

•

L'ensemble 'démodulation' : une fois l'information sélectionnée et rendue plus accessible par le changement de fréquence, cet étage traite le signal pour en extraire l'information (ou modulation).

•

L'ensemble 'traitement de l'information' : cet étage final est la partie qui rend le signal exploitable. Il s'agit dans la plupart des cas d'un décodage d'informations.

•

L'ensemble 'circuits annexes' : le récepteur est composé ensuite de différents éléments qui s'ajoutent aux parties principales pour en améliorer la qualité (contrôle automatique de gain, stabilisation en fréquence, …)

•

L'ensemble 'alimentation' : Il constitue la source de courant de l'ensemble. Sa stabilité est loin d'être une donnée négligeable.

Après avoir présenté les quelques éléments qui composent un récepteur, nous allons nous efforcer de faire correspondre cette structure à celle de notre récepteur.

Etude de la partie HF antenne Pré - filtre

Préfiltre+

ampli

CAG L’antenne : une antenne de réception traduit un rayonnement électromagnétique en un courant induit. Ce courant, de très faible valeur, dépend essentiellement de la puissance de l’émetteur, de la distance qui sépare l’antenne de cet émetteur, mais aussi et surtout de la façon dont l’antenne est accordée à la fréquence que l’on veut recevoir. En ce qui concerne la puissance, elle répond à l’équation : Precep = k . Pémett / d² (d : distance en kilomètres) et on peut espérer quelques nanowatts, voir microwatt à la réception. L'accord d'antenne se fait par la longueur qu'on lui donne, et cette longueur dépend de la longueur d'onde (λ) du signal donnée par l'équation : λ (m) = c(m/s) / f (Hz) c: célérité ou vitesse de propagation de l’onde électromagnétique dans le vide c = 3.108 (m/s) pour la fréquence qui nous concerne (41MHz), on obtient λ = 7.32 m. Il est bien sûr inconcevable de mettre une antenne de plus de 7m sur un modèle réduit, et pour résoudre ce genre de problème, on a recours à certaines techniques: En radiomodélisme, et dans la plupart des récepteurs, on utilise une antenne dite quart d’onde (ou antenne fouet). En fait, il s’agit d’une antenne demi-onde, sur laquelle le quart d’onde manquant est remplacé par un plan de masse (masse du circuit, boîtier métallique, terre, ou sol). Pour notre montage, le plan de masse utilisé est celui du circuit imprimé. Néanmoins, une antenne quart d’onde calée sur 41MHz a toujours une longueur de 7.32 (m) / 4 = 1.83 (m) L’antenne, encore trop longue, sera enfin allongée électriquement par une bobine à la base de l’antenne. Cette bobine est prise en compte dans la valeur de l’inductance du filtre d’entrée. Sans entrer dans les formules de calcul de cette nouvelle inductance, on sait qu'en moyenne si on réduit l'antenne de moitié (90cm) la self d'entrée, additionnée à celle du filtre,

devra être d'environ 1.6µH, et de 2.8µH pour une antenne réduite au tiers (60cm). Il est tout de même bon de remarquer qu'une antenne réduite de moitié (du tiers), réduit sa portée de moitié (respectivement du tiers). Gérard Magret a décrit plus longuement ces informations lors de son cours sur les antennes (référence en bibliographie). Filtres d'entrée

Schéma n°1 Sur une antenne de réception, toutes les émissions radioélectriques sont reçues, et seule celle qui nous intéresse doit être sélectionnée. Les filtres d'entrée de notre récepteur ne vont pas sélectionner précisément la fréquence qui nous intéresse, mais plutôt une bande de fréquences d'environ 1MHz, de laquelle nous allons pouvoir tirer une information. Pour cela on utilise le principe de la résonance d’un circuit LC parallèle dont la fréquence de résonance répond à l’équation: Fres = 1 / (2 π √ LC) suivant le schéma de notre récepteur et pour obtenir une fréquence de résonance de 41MHz, L correspond à L1 et C à C1. Par le calcul, on obtient L1 = 837nH, avec c défini et fixe pour simplifier le circuit. La résonance correspond au moment où l’impédance équivalente du circuit LC est maximale. La réponse du circuit donne alors l'allure d'un filtre passe bande. Le diagramme de bode d’un simple circuit LC parallèle dont les composants sont calculés pour une fréquence de résonance de 41 MHz, correspond au graph suivant :

On constate que la bande passante d'un tel filtre est très large (environ 200MHz dans notre cas) et donc qu'un circuit LC parallèle ne constitue pas un filtre sélectif. On rappelle que les canaux de la bande de radiocommande réservée au radio modélisme ont une largeur de 10KHz, et donc que toutes les fréquences dépassants ne sont que des parasites et des interférences. La méthode utilisée par F.Thobois pour sélectionner de manière plus efficace est de faire arriver la base de l'antenne sur une inductance à point milieu (cf schéma de la page précédente). Celle-ci se comporte alors comme un transformateur ce qui modifie ainsi l'impédance de l'antenne, jusque là de 36Ω, et fait varier le facteur de qualité du circuit résonant. Rappel: La fonction de transfert d'un circuit RLC est donnée par l'équation: 1 ----------------------------------1/R [1 + Qp (ω/ω0-ω0/ω)] avec Qp coefficient de qualité du circuit : Qp = R √C / √ L remarque : plus le coefficient de qualité est grand, et plus le filtre est sélectif. Le diagramme de bode d'un tel circuit donne alors l'allure d'un filtre nettement plus sélectif (bande passante d'environ 40 MHz) :

Pour réaliser ce filtre, il nous a donc fallu 2 composants: • une capacité de valeur de 15 à 18pF (valeur normalisée) • une inductance d'environ 830nH qui doit être de plus adaptée aux fréquences de 41 MHz.

Deux possibilités s’offraient alors à nous, pour réaliser cette inductance: soit l’utilisation de bobine à mandrin dont la valeur de l’inductance est variable, soit l’utilisation de bobine fabriquée à la main. F. Thobois, le concepteur du RX21, se proposait de nous fournir pour une modique somme la série des 4 bobines utiles à la réalisation du récepteur, et réglées à sa façon. Lors des premiers essais sur une plaque HF de test, nous avions l'intention de réaliser notre récepteur sans l'aide de F. Thobois mais nous avons remarqué que la bobine TOKO 2K509 proposée par Techer ne correspondait pas à la fréquence utilisée (cf chapitre 1er oscillateur local). C'est pourquoi, nous avons choisi la solution la plus sûre et avons décidé de commander les bobines chez F. Thobois pour être certains d'avoir des inductances parfaitement calculées pour le montage (cf . § mesure des valeurs de bobines). Cependant, la sélectivité du filtre d'entrée n'est pas encore parfaite, c'est pourquoi un deuxième circuit résonant est placé à la suite de l'amplificateur à FET. Son principe est une nouvelle fois celui d'un circuit LC parallèle (cf schéma n°1 :L2 // C3). La sélectivité est remarquée sur le diagramme de Bode du circuit (signal VDB (OUT2)): La bande passante n'est plus que de 30 MHz.

Remarque : tous ces calculs de bande passante ne sont que purement théoriques, et à l'entrée du MC3362 la bande passante du signal est sans doute très supérieure. Néanmoins, ils présentent très clairement l'utilité d'un tel système et son efficacité. Adaptation d'impédance: Nous avons décrit la fonction de L3 comme étant l'inductance du dernier filtre passe bande du circuit d'entrée, mais cette utilité n'est pas la seule. En effet, l'entrée du circuit MC3362 nécessite une adaptation d'impédance et celle-ci a été réalisée dans notre circuit par un transformateur. L'impédance série équivalente du circuit est de (450-350j) Ω, il faut donc d'après cette impédance essayer de transmettre le maximum de puissance sur l'entrée. Considérons un transformateur parfait de rapport de transformation m, et X l'impédance équivalente de l'entrée du circuit (X = 450-350j).

Nous pouvons écrire Us =X Is = m Ue et Ie = -mIs (Is courant de sortie, Ie courant d'entrée) Ue/Ie = -Us/m * 1/ -mIs = Us/Is * 1/m² = X / m² Donc Ue/Ie = X/m² = (450-350j)/m²

Avec Ue/Ie =Xe (impédance de l'ensemble transformateur-charge). On obtient le schéma équivalent suivant: D'après la théorie de l'adaptation d'impédance, il faut donc que l'impédance du circuit amont Xa réponde à l'équation: Xa = Xe* Donc Xa = 450/m² + 350j/m² Dans notre cas un circuit inductif correspondra puisque X était de type capacitif. Remarque: Une nouvelle fois la théorie nous permet une approche de la réaction du circuit. Nous savons maintenant qu'un transformateur permettra dans ce cas de transmettre un maximum de puissance indépendamment de la fréquence, mais seule la pratique sur le circuit nous donnera une adaptation correcte.

Remarque: la documentation constructeur MOTOROLA du MC3362, conseille un transformateur de rapport 2/6 pour un circuit d'entrée de 50 Ω.

Amplificateur à FET

Le montage de l'amplificateur inclus dans notre projet est un montage à grille commune et peut être représenté par le schéma suivant avec Ve symbolisant le signal issu du filtre d'antenne et Zs la charge de l'amplificateur: Le schéma équivalent petits signaux donne :

On peut grâce à ce dernier schéma comprendre le principe de l'amplification en tension et du principe du contrôle automatique de gain. Avec 1 / Y22 = ρ Résistance d'entrée Re: Re = R1 // ρ ≈ R1 =1000 Ω Résistance de sortie Rs: Rs = ρ + R1 ≈ ρ = 50 E+06 Ω Amplification en tension GV : GV = Vs /Ve = Vs / -VGS = -Zs SVGS / -VGS GV = Zs S Avec S représentant la transconductance du transistor FET. S ≈ 2.5 E-03 L'entrée de l'amplificateur à faible impédance (Re = 1000Ω) permet de faire circuler le courant faible provenant de la base de l'antenne. Ce courant fait varier la tension VGS ainsi que le courant de sortie proportionnel à cette tension VGS. Il en résulte des variations de tension sur la sortie Vs.

Nous venons de montrer l'efficacité d'un tel circuit à convertir un courant de faible amplitude en une tension exploitable. Mais les caractéristiques de cet amplificateur sont aussi marquées par sa sélectivité. En effet, dans le paragraphe précédent nous avons vu que la tension de sortie dépendait de Zs, impédance du circuit de charge. Pour obtenir un circuit sélectif il faut placer une charge dont l'impédance n'est élevée que dans une bande de fréquence étroite. L'impédance peut donc être un circuit L//C qui possède la caractéristique de présenter cette impédance importante uniquement autour de la fréquence de résonance. De ce fait, l'amplificateur à grille commune fait partie intégrante du système de filtrage de l'entrée du récepteur. Un diagramme de Bode simulé, avec comme circuit de charge un L//C, donne ce genre de graph. très sélectif sur la fréquence d'accord:

Cette sélectivité a son importance dans ce montage car, comme tous les circuits actifs, l'amplificateur délivre des harmoniques pouvant perturber le système. Ces harmoniques sont filtrées dès la sortie.

Etude de la partie Fréquences Intermédiaires Tout comme dans un émetteur, il est quasiment impossible d'émettre une basse fréquence dans un récepteur il est inconcevable de travailler sur des hautes fréquences et de les démoduler. On est obligé d'utiliser un système de rabaissement de la fréquence sans altération du signal. Ce principe est obtenu à l'aide d'un mélangeur qui va convoluer, dans le domaine fréquentiel, le signal arrivant de l'antenne (signal à composante HF) avec un signal issu d'un oscillateur que l'on appelle oscillateur local (OL).

Fe = Ae cos (ωe t) Fol = A ol cos (ωol t) Prenons le cas où Fe > Fol : D'après le théorème de la convolution on obtient un signal de sortie Fs en fonction des fréquences (Fe+Fol), (Fe-Fol) et de leur image respective dans les fréquences négatives. Si Fe < Fol : D'après le théorème de la convolution on obtient un signal de sortie Fs en fonction des fréquences (Fe+Fol) (Fol-Fe) et de leur image respective dans les fréquences négatives. Ce que l'on veut obtenir dans notre cas, c'est une fréquence plus faible que celle d'entrée. Ceci est possible avec la composante (Fe-fol) ou bien (Fol-Fe) suivant la position de la fréquence de l'oscillateur local par rapport à la fréquence d'entrée. Définition: Un oscillateur local fonctionnant à une fréquence supérieure(inférieure) à celle de la fréquence d'entrée donne un récepteur superhétérodyne fonctionnant en supradyne (respectivement infradyne). Quel que soit le type de récepteur, on adapte dans tous les cas la fréquence de l'oscillateur local à celle de l'émetteur désiré. Une fréquence intermédiaire (FI) est la fréquence obtenue à la sortie du mélangeur. Cette fréquence reste toujours la même. Avantage du changement de fréquence: Le changement de fréquence permet de disposer en sortie du mélangeur d'une fréquence FI fixe. En effet, la fréquence d'entrée peut avoir tendance à glisser en fréquence, dans ce cas il suffit de faire suivre la fréquence de l'oscillateur local et les étages suivants restent les mêmes. En conséquence, l'amplification de ce signal est simplifiée puisque la bande passante de

l'amplificateur est calculée autour de cette fréquence FI. De même il est plus simple de travailler sur un signal basses fréquences qu'à des fréquences hautes. Inconvénients du changement de fréquence: Il faut prendre en compte la stabilité de l'oscillateur local qui doit être parfaite. De plus, le signal Fol ne fait qu'ajouter une composante HF dans un système déjà très perturbé. En effet, le signal FOL n'est pas pur et une série d'harmoniques viennent s'ajouter au signal FI. Enfin, un récepteur de type superhétérodyne est basé sur un fonctionnement soit en infradyne soit en supradyne. Un tel fonctionnement reste néanmoins quelque peu formel car il et toujours possible d'obtenir un fonctionnement dans un mode pour la fréquence à recevoir et un signal en mode inverse pour un signal situé sur une autre fréquence. Cette fréquence est appelée fréquence image (Fim). Essayons de voir maintenant si les problèmes cités ci dessus en sont réellement et voyons à quel point ils affectent notre système. Soit un fonctionnement en supradyne : Fi = Fol - Fe donc Fi = Fim – Fol Ce qui donne Fim =2Fi+Fe Dans le cas de notre récepteur, la fréquence Fe = 41MHz ,et la 1ère FI =10.7MHz. Fim = 2*10.7 MHz + 41MHz = 62.4 MHz Soit un fonctionnement en infradyne : Fi = Fe - Fol donc Fi = Fol - Fim Ce qui donne Fim = Fe –2Fi Dans le cas de notre récepteur, la fréquence Fe = 41MHz ,et la 1ère FI =10.7MHz. Fim = 41 MHz – 2*10.7MHz = 19.6 MHz Problèmes dus aux harmoniques de Fol: Une harmonique peut avoir un niveau suffisant pour pouvoir perturber le signal FI. En effet, tout comme il existe des fréquences images à la fréquence de réception, une fréquence de brouillage (Fb) serait une fréquence avec laquelle on obtiendrait une FI grâce à l'harmonique 2 de l'oscillateur local. On effectue ce calcul uniquement sur l'harmonique 2, en supposant que les autres sont trop faibles pour avoir une quelconque influence sur FI. Prenons le cas d'un émetteur assez puissant se trouvant sur cette fréquence Fb, et : Un récepteur en infradyne : Fi = Fe – Fol donc Fol = Fe – Fi L'harmonique 2 de Fol donne : Fi = Fb –2Fol = Fb – 2 (Fe-Fi)

Fb = 2Fe - Fi Dans notre cas : Fb = 2*41MHz –10.7MHz =71.3MHz De même ce récepteur peut créer une FI d'après : Fi = 2Fol - Fb' Fb' = 2 Fe-3Fi Dans notre cas Fb' = 2*41MHz –3*10.7MHz = 49.9MHz Un récepteur en supradyne : De la même façon on obtient Fb = 2Fe+Fi Et Fb'=2Fe+3Fi Soit Fb = 92.7MHz et Fb'= 114.1MHz Conclusion sur le danger des fréquences images et de brouillage: Notre récepteur, comme la plupart des récepteurs superhétérodynes, possède un 1ère fréquence intermédiaire à 10.7MHz. Nous avons remarqué, par les calculs précédents, que certaines fréquences pouvaient être reçues par le récepteur et traitées comme le 41MHz que l'on attend. Pour résumer toutes ces fréquences : • Fonctionnement en supradyne: Fim = 69.4MHz Fb = 92.7MHz Fb' = 114.1MHz • fonctionnement en infradyne: Fim = 19.6MHz Fb = 71.3MHz Fb'= 49.9MHz Toutes ces fréquences deviennent un danger potentiel pour le récepteur, et en particulier celle de 92.7MHz qui se trouve au milieu de la bande radios FM dans le cas d'une utilisation en supradyne, et l'on voit ici l'importance de la sélection des filtres d'entrée développée dans le chapitre précédent. Cette étude des fréquences 'gênantes' permet le choix du fonctionnement du récepteur. Dans notre cas, l'utilisation en infradyne paraît plus judicieuse (Fol = 30.3MHz), mais ce choix s'est fait essentiellement parce qu'il est toujours plus facile de réaliser un oscillateur à 30.3MHz qu'à 51.7MHz.

Récepteur à double changement de fréquence :

Le double changement de fréquence voit son utilité pour résoudre différents problèmes de la réception hautes fréquences. Le premier est de travailler à des fréquences de quelques dizaines de Mégahertz alors qu'il est simple d'obtenir un filtre dont la bande passante est de 9KHz à –40dB (cf documentation constructeur filtre CFWS455G MURATA). Le deuxième est la suppression de la fréquence image. En effet, dans notre cas on souhaite sélectionner un signal de 10KHz de bande passante (Bw). Le coefficient de surtension Q du filtre passe bande qui devra réaliser cette sélection à la fréquence intermédiaire 1 vaut FI1/Bw. Grâce au double changement de fréquence et à la fréquence intermédiaire 2 faible, le coefficient FI2/Bw n'a plus besoin d'être aussi élevé. Avec une FI2 de 455KHz, une bande passante Bw de 10KHz peut être ainsi obtenue avec un filtre dont le coefficient de surtension est de 45. Nous avons remarqué, dans les paragraphes précédents, que le problème de la fréquence image peut être éliminé uniquement par le filtre d'entrée. Le fait d'utiliser un double changement de fréquence permet d'avoir une fréquence image assez haute en fréquence. Rappel: en infradyne Fim = Fe – 2Fi. On remarque alors que plus la fréquence intermédiaire est élevée, et plus la fréquence image s'éloigne de la fréquence de réception. Ainsi, grâce à l'utilisation d'un double changement de fréquence, il est plus simple de filtrer la fréquence image. Dans un récepteur à double changement de fréquence, le premier changement permet une réjection de la fréquence image, et le deuxième permet d'obtenir un filtre sélectif. Filtrage du signal au niveau des Fréquences intermédiaires: Le choix des fréquences intermédiaires est limité par les filtres dont la fréquence est fixe. Les fréquences standards sont pour la plupart : 455KHZ, 10.7MHz, 21.4MHz, 70MHz, 130MHz, 140MHz, 480MHz. La technologie de fabrication des filtres dépend ensuite de la fréquence. Pour des fréquences jusqu'à 10MHz, il s'agit de filtres céramiques. Jusqu'à quelques dizaines de Mhz les filtres sont à quartz, puis à ondes de surface pour des fréquences supérieures. Le choix de la technologie est ensuite limité par la largeur de filtre que l'on veut obtenir.

Etude de la partie fréquence intermédiaire dans notre récepteur Nous avons choisi comme fréquences intermédiaires 10.7MHz et 455KHz. Ces fréquences sont les plus généralement utilisées dans les récepteurs et les filtres de bande sont ainsi faciles à trouver. Les fonctions de changement de fréquence sont réalisées grâce au circuit MC 3362 (MOTOROLA) spécialement conçu à cet effet. En plus du changement de fréquence, le circuit réalise une amplification du signal dont la valeur est donnée par le schéma 6 de la documentation constructeur. Exemple: un signal entrant avec une valeur d'environ 1mV, sort du 1er changement de fréquence à environ 19mV, et 130mV du 2ème oscillateur. Cette amplification est non négligeable pour l'efficacité de la démodulation. L'oscillateur local 1 (FI =10.7MHz): Afin de pouvoir accéder à toute la bande de fréquences de radiomodélisme, nous devions créer un oscillateur local à fréquence variable permettant une réception entre 41 et 41.2MHz. Ceci n'était possible que par un circuit oscillant L//C dont la capacité était mise en parallèle avec une varicap dont la valeur varie grâce à une tension apportée à ses bornes (cf. synthèse de fréquence). Ainsi la fréquence de résonance fr est variable et l'oscillateur obtenu est appelé VCO (Voltage controlled oscillator). D'après l'étude faite au début de ce chapitre pour un récepteur fonctionnant en infradyne, il faut : Fol = Fe – Fi Soit Fol max = 41.2 MHz – 10.7MHz et Fol min = 41MHz – 10.7MHz Fol max = 30.5MHz

et

Fol min = 30.3MHz

Pour obtenir une telle fréquence de résonance, prenons une capacité parallèle (C14) de 47pF associée à la capacité parallèle du MC3362 d'un valeur de 7.2pF. La valeur de l'inductance (L3) parallèle se calcule par l'équation: Rappel: Fr = 1/(2π√LC) L3 = 1/ (2πfr√C)² soit L3 = 1/[2π*30.4MHz√(47p+7.2p)]² L3 ≈ 500nF Lors des premiers tests de notre réalisation, nous pensions suivre le montage de Techer et placer une bobine TOKO 2K509 à la place de L3. il s'est avéré impossible de caler cet oscillateur à une fréquence supérieure à 27MHz. Nous en avons conclu que cette bobine ne semblait pas adaptée à une fréquence de 30MHz, et avons préféré choisir le lot de bobines fabriquées main par F. Thobois.

Filtre du 1er oscillateur local (10.7MHz): L'efficacité du filtre se fait autour de la fréquence centrale, mais le filtre possède une bande passante dont la raideur des pentes est donnée par le facteur de forme du filtre. Ce facteur de forme est le rapport entre la bande passante à –60dB et celle à –6dB. Ce que nous cherchons à faire avec ce filtre n'est pas une sélection parfaite du signal mais plutôt un abaissement du phénomène d'intermodulation. L'intermodulation est due à la non linéarité de l'amplificateur d'entrée. En effet, la sortie de cet amplificateur donne une addition de tous les signaux proches de la fréquence de réception, ce qui peut créer de multiples fréquences appelées produits d'intermodulation. Pour simplifier: Prenons le cas d'un récepteur à 41 et un deuxième à 41.1MHz: f1 = 41 f2 = 41.1 les produits d'intermodulation du 2° ordre donneront: 2f1 = 82 2f2 = 82.2 f1+f2 = 82.1 f2-f1 = 0.1 les produits d'intermodulation du 3° ordre donneront: 3f1 = 123 3f2 = 123.3 2f2-f1 = 41.2 2f1-f2 = 40.9 2f2+f1 = 123.2 2f1+f2 = 123.1 on constate que certaines fréquences sont proches de la fréquence utile et donc gênantes. Mais un filtre d'environ 300KHz de bande passante suffit à réduire les produits d'intermodulation d'ordre supérieur ou égal à 3. L'oscillateur local 2 (FI =455 KHz): Celui-ci ne doit pas varier en fréquence. Il est calculé pour fonctionner en infradyne, c'està-dire : Fol = Fi1-Fi 2

Fol = 10.7MHz – 455KHz = 10.245MHz

Cette fréquence est standard et les quartz taillés pour cette fréquence se trouvent facilement. La mise en place et en fonctionnement d'un tel oscillateur est ensuite très simple puisqu'elle est décrite dans la documentation constructeur du MC3362. Nous avons seulement

abaissé la 1ère capacité parallèle, et en avons ajouté une deuxième variable pour assurer le réglage de l'oscillation. Filtre du 2ème oscillateur local (455KHz): Ce deuxième filtre donne la sélectivité du récepteur. En effet, c'est celui dont la bande passante est la plus sélective. Pour réaliser ce filtre nous avons choisi le CFW455G du constructeur MURATA. Sur cette série la bande passante est donnée par la dernière lettre du numéro constructeur. Dans notre cas un G a une bande passante de ± 4.5KHz à –6dB(cf. documentation technique MURATA). Remarque : d'autres concepteurs de récepteur modèle réduit (F .Montaudon ) conseillent des filtres de série IT, soit une bande passante de ±2KHz à –6dB, et justifie ce choix par une meilleure portée. Nous avons gardé le choix de F. Thobois qui, lui, ne voit pas l'utilité d'une telle sélection du fait du double changement de fréquence. Conclusions sur le changement de fréquence : Nous avons vu durant ces quelques paragraphes l'utilité d'un changement de fréquence, en particulier la sélection que ce dispositif permet d'effectuer sur le signal reçu. A la sortie de l'ensemble fréquence intermédiaire, nous avons donc un signal proportionnel au signal d'entrée, amplifié, et transposé autour d'une fréquence de 455KHz.

Etude de la partie démodulation

La démodulation a pour but de sortir l'information d'un signal modulé. Nous avons vu, dans le chapitre précédent, que le signal obtenu en sortie du deuxième changement de fréquence était un signal à 455KHz modulé par un signal basse fréquence. C'est ce signal basse fréquence que nous souhaitons récupérer. La modulation appliquée à notre signal est de la modulation de fréquence. Pour obtenir une tension de sortie, dont la valeur instantanée est proportionnelle à la différence entre la fréquence instantanée du signal reçu et la fréquence moyenne, nous faisons appel à un circuit démodulateur en quadrature inclus dans le MC3362. Celui-ci transforme, grâce à quelques composants, la modulation de fréquence en une variation d'amplitude. Le démodulateur en quadrature: Le signal modulé en FM (V1), est inséré dans un circuit qui se charge d'effectuer la

multiplication de ce signal avec le même signal déphasé de 90° (V2). Le signal modulé en FM est supposé écrêté par un amplificateur saturé. Le circuit déphaseur est constitué d'un LC en parallèle dont la caractéristique est d'effectuer un déphasage de 90° si le signal d'entrée correspond à sa fréquence de résonance. En cas de variation de la fréquence du signal d'entrée, la phase de V2 varie autour de 90°. On obtient une tension moyenne à la sortie du multiplieur (V), dont la variation est fonction de la variation de phase de V1. La valeur moyenne de V = Vcc/2

Cas d'un déphasage de 90°

Cas fréquence V1 < Fo Si la fréquence du signal est inférieure à la fréquence centrale du circuit résonant, le déphasage de V2 augmente. La valeur moyenne de V augmente proportionnellement au déphasage. De même dans le cas d'un fréquence supérieure, la valeur moyenne diminue. Le filtre ajouté en sortie du circuit multiplieur permet de retirer la composante HF du signal. Dans notre récepteur, le circuit LC parallèle doit être calé sur 455KHz. Pour cela nous utilisons : Une bobine fabriquée par F. Thobois d'une valeur d'environ 500µH avec en parallèle une capacité de 220pF. Remarque: dans le commerce, la TOKO 4102, une bobine fabriquée à cet effet, remplacerait sans doute celle de F. Thobois. C'est aussi celle que nous voulions utiliser pour la plaque d'essais HF, mais nous n'avons pas eu l'occasion de la tester à cause des problèmes du 1er oscillateur local. F0 = 455KHz Le filtre est ensuite calculé pour avoir une fréquence de coupure d'une centaine de hertz soit : F0 = 1 / R C R = 150 KΩ C = 68 nF F0 = 98 Hz L'avantage de la démodulation FM est son indépendance avec l'amplitude. Tout parasite se plaçant sur l'amplitude du signal n'affecte pas celui-ci, grâce à l'écrêtage post démodulation.

Etude de la partie traitement de l'information En sortie de la démodulation, sur la pin 13 du MC3362, on obtient des variations de tension qui vont être mises en forme par un comparateur. La documentation technique du MC3362, précise que cette sortie DATA est limitée à 1200 Baud. Une valeur tout à fait satisfaisante puisque notre séquence PPM représente 8 bits sur une période d'environ 20ms soit 400 bits / seconde. Il est de même indiqué que le comparateur forme une fonction de transfert en hystérésis uniquement si on ajoute une résistance d'au moins 120KΩ entre les pins 15 et 14 (réaction du comparateur). Les variations de tension obtenues à la sortie du comparateur constituent un signal carré qui va commander le système de décodage. Le décodeur PPM: Comme nous l'avons décrit au début de notre dossier, le codage PPM est un principe qui existe depuis les prémices de la radiocommande. Son principe n'a pas évolué car il est le plus adapté aux demandes des équipements d'un modèle réduit. Rappel: la séquence PPM est une suite d'impulsions dont le nombre dépend du nombre d'équipements (voies) de la radiocommande. Le temps séparant chaque impulsion constitue l'information utile. Le principe du décodage PPM réside dans le placement, sur chacune des voies, d'une impulsion de durée égale à la durée séparant les impulsions de la séquence.

Pour réaliser simplement le décodage, on utilise un registre à décalage à base de bascules D.

L'entrée 'Séquence PPM' reçoit le signal PPM, dont les impulsions constituent un déclenchement de l'horloge (CLK) du registre. Cette même impulsion fait conduire le transistor qui devient passant et court-circuite le condensateur qui se décharge instantanément. Lorsque l'impulsion s'arrête, le transistor se bloque et le condensateur se charge au travers de R. La constante de temps de la charge est calculée pour que la tension aux bornes du transistor n'atteigne pas un seuil suffisant pour renvoyer un '1' sur l'entrée DATA. Seul le temps de synchronisation de la séquence pourra atteindre ce seuil et renvoyer un 1 sur l'entrée DATA. Seuil de basculement = Vdd / 2 Temps de synchronisation = 8ms Durée maximal par voie = 2ms

Soit

Vc = Vf +(Vi-Vf)e-t/τ Vdd/2 = Vdd + (0 – Vdd) e-2E-3/τ

Il faut donc que la constante de temps τ soit supérieure à 2E-3/ ln 2 ≈ 2.88E-3 Nous avons choisi R15 = 47K C20 =100nF pour obtenir τ = 4.7E-3. Chaque voie reçoit une impulsion, de durée comprise entre 1 et 2ms, toutes les 20ms. Evolution des décodeurs: F. Thobois dans une de ces études proposait ce qu'il appelle le décodeur de 3ème génération. C'est en fait un système qui permet de résoudre les problèmes de parasites greffés à la séquence PPM. En cas d'erreur de décodage, un ensemble à microcontrôleur prend le relais pour envoyer une séquence valide. Ce système peut être intéressant, surtout dans le cas où le modèle réduit est sorti de la portée maximale, mais nécessite l'emploi d'un microcontrôleur. Dans le cas d'utilisation d'un tel système, il est alors conseillé d'effectuer le décodage complet par le microcontrôleur ce qui permet de gagner un peu de place puisque le registre à décalage est retiré.

Synthèse de fréquence: Définition: la synthèse de fréquence permet de disposer d'une fréquence stable et parfaitement connue sur un oscillateur peu fiable. Ce système est plus connu sous le nom de boucle à 'accrochage' ou 'verrouillage' de phase ou encore Phase Lock Loop (PLL). Ce principe est utilisé dans des circuits où les quartz et autres résonateurs ne peuvent pas être utilisés. En effet, il est parfois utile de pouvoir contrôler et faire varier la fréquence d'un oscillateur. Pour cela, le circuit oscillant le plus adapté est encore le circuit LC en parallèle, mais sa précision se limite à la tolérance des composants, et les dérives en fréquence les plus importantes sont dues aux variations de température. Lorsque le cahier des charges d'un système impose les deux conditions "contrôle et modification de la fréquence reçue" et "stabilisation en fréquence", l'oscillateur contrôlé en tension (VCO: Voltage Control Oscillator) par une boucle à verrouillage de phase s'impose. Dans notre récepteur la PLL permet non seulement une synthèse de fréquence du 1er oscillateur local, mais en plus de régler la fréquence de réception par un simple changement de programme. Analyse d'une PLL: Une PLL est un système asservi, c'est-à-dire qu'une correction est apportée à l'oscillateur contrôlé, par une tension proportionnelle à la comparaison grandeur de sortie / grandeur d'entrée. Dans le cas d'une comparaison de phase: ⇒ une avance sur le signal de référence peut se traduire par une impulsion négative. ⇒ un retard sur le signal de référence peut se traduire par une impulsion positive. ⇒ en phase avec le signal de référence peut se traduire par aucune variation de la tension de correction. L'oscillateur à asservir est commandé par une tension continue qui est obtenue en intercalant un filtre passe-bas sur la sortie du comparateur de phase. Cette tension influe sur un composant dont la valeur varie en fonction de cette tension (exemple : Varicap).

Principe de la boucle à verrouillage de phase:

Le comparateur: En général, les PLL sont conçues pour délivrer une tension proportionnelle au déphasage des deux fréquences d'entrée: Vs = Kd (ϕ ref - ϕ in) Kd coefficient de gain du comparateur, s'exprime en Volt / radian. Le composant que nous avons choisi pour réaliser la boucle à verrouillage de phase (MC145170), possède une sortie (Pdout) qui, à la place de fournir une tension proportionnelle, délivre des impulsions à l'état haut ou à l'état bas, dont la durée est proportionnelle au déphasage entre les deux fréquences (cf. documentation constructeur MOTOROLA figure 17). Dans notre montage, la fréquence à contrôler est de 30.400MHz et nous utilisons la fréquence stable issue du quartz à 10.245MHz. La comparaison de phase doit se faire sur la même fréquence, c'est pour cela que le comparateur effectue une division de fréquence pour rabaisser les deux entrées sur une fréquence commune de 1KHz. Les valeurs de la division sont données au MC145170 par une séquence d'initialisation (cf. initialisation de la PLL). Le VCO: La variation de fréquence qu'il est possible d'obtenir avec le VCO est fonction de son gain K0: f = f0 + K0.Vcorr K0 = 100KHz / Volt =1E05 . π (P.Techer, RC-FM Receiver 41MHz)

Le filtre passe bas:

Le filtre passe-bas, ajouté en sortie du comparateur, est prévu pour le lissage de la tension délivrée au VCO. Il est appelé filtre à avance de phase: La fonction de transfert est donnée par : F(p) = ( 1 + R2CP ) / ( 1 + (R1+R2)CP ) Son diagramme de bode est donné par:

Pour connaître la réaction de l'ensemble 'comparateur / filtre passe bas' nous avons simulé la sortie du comparateur :

En fonction des impulsions du comparateur, le filtre passe bas crée une valeur moyenne permettant de commander la varicap du VCO.

La synthèse de fréquence dans notre projet

Le MC145170 est un circuit intégré constituant un synthétiseur de fréquence. Il suffit pour le faire fonctionner de lui entrer un signal de référence (osc-in/osc-out) dont la fréquence est stable et connue, et le signal à contrôler (fin). Le composant est programmable et doit recevoir une séquence d'initialisation, puis les valeurs de ses 3 registres pour pouvoir fonctionner. La séquence d'initialisation permet de garantir une mise sous tension correcte du MC145170. Cette séquence peut être évitée si on arrive à placer un état haute impédance sur l'entrée CLK du circuit lors de la mise sous tension. N'ayant pas cette possibilité, nous avons préféré faire cette initialisation par le programme. Elle se compose de 2 séquences définies I et II sur le graph ci-dessous et dans le programme:

Les 3 registres sont ensuite définis par : Le registre d'état (C) permet de valider certaines fonctions du circuit, et en particulier l'état de la sortie lorsque la fréquence à contrôler est en avance ou en retard sur le signal de référence. Nous avons choisi pour ce registre une séquence binaire correspondant à : 01000100 Les registres R et N permettent d'effectuer une division de la fréquence des signaux appliqués en entrée (respectivement signal de référence, signal à contrôler), et ceci dans le but de pouvoir les comparer sur une même fréquence appelée pas. Nous avons choisi ce pas à 1KHz soit une division par 10245 pour la fréquence de référence, puisque celle-ci vient du quartz de oscillateur local 2, et une division par 30300-30500 pour la fréquence à contrôler suivant la fréquence que l'on veut recevoir.

Contrôle automatique de gain: Le contrôle automatique de gain est un dispositif qui permet de conserver, en sortie de l'étage détecteur, un niveau constant lorsque le signal d'entrée varie. En effet, à cause de la modification des conditions de propagation du signal ou bien à cause d'un changement de position ou de direction de l'antenne, l'amplitude du signal reçu fluctue. Ces variations sont d'autant plus nombreuses quand le récepteur, et dans notre cas le modèle réduit, est en mouvement. Le principe du contrôle automatique de gain (CAG) est de compenser ses variations en agissant sur l'amplification d'entrée. La détection de ces variations se fait sur l'amplitude du signal de la porteuse qui doit rester, avec ce système, sensiblement constant. Ce principe permet ainsi d'améliorer la sensibilité du récepteur et d'éviter tous les problèmes dus aux produits d'intermodulation. Au niveau de l'amplificateur d'entrée, il faut réduire le courant traversant le FET pour diminuer le gain.

Le courant envoyé sur l'entrée CAG fait varier le courant ID, agissant ainsi sur la transconductance (S) du transistor et donc sur son gain. L'amplificateur répond en effet aux équations: S = S0 √(ID/IDSS)

Vs = S . VGS

Ce courant de correction, provenant de l'étage de démodulation du récepteur, est appelé RSSI. En fait le MC3362 délivre sur la pin 10 un courant proportionnel à l'amplitude de la porteuse du signal reçu.

Ce courant, amplifié par les transistors T2 et T3, vient commander le courant traversant la résistance R2. Si le courant RSSI est fort, T3 est bloqué et la tension aux bornes de R2 est nulle. T1 fonctionne alors en atténuateur. De la même façon, sur un signal faible, T3 conduit et T1 amplifie. D'après F. Thobois, la dynamique du CAG serait de –10dB +10dB, soit une amplification variant de 1 à 100.

L'alimentation

La stabilité de l'alimentation de notre récepteur semble être un paramètre important. En effet, une variation de la tension d'alimentation, sur un mouvement de servos par exemple, fait varier la tension de la varicap du 1er oscillateur local et donc la stabilité en fréquence n'est plus assurée. Cette même variation de tension peut aussi agir sur l'amplificateur d'entrée et donc sur la réception du signal. Le montage complet ayant une consommation d'environ 10mA, et la tension délivrée par les accus, utilisés dans les modèles réduits, étant de 6 V, il nous fallait utiliser un régulateur à faible tension de déchet et à faible courant. Le concepteur du RX21 indique, par contre, que l'ajout d'un régulateur dans un montage apporte toujours un bruit qui tend à se retrouver dans le signal. Un deuxième inconvénient du régulateur réside dans le fait qu'il faut toujours maintenir la tension de la batterie supérieure à celle de la tension régulée + la tension de déchet. Choix du régulateur: En suivant le montage de F. Thobois, nous avons choisi le LM 2931CM, version ajustable et CMS. Il permet un réglage de la tension de sortie entre 3 et 24V. Calcul des composants permettant de régler la tension de régulation: D'après la documentation constructeur: Vout = Ref voltage * (R16 + R17) / (R16) Avec une tension de référence, calculée sur les courbes de la documentation, égale à 2.19V. Vout = 2.19 * (10000 + 27000) / 10000 = 4.4V Les condensateurs C18 et C19 de 100n sont prévus pour le découplage de l'alimentation, tandis que C17, dont la valeur doit être inférieure à 100µF, est placé pour maintenir la stabilité.

Programme d'initialisation de la synthèse de fréquence Par PIC 16C84 MOTOROLA

Programmation et utilisation Introduction : La boucle à verrouillage de phase utilisée pour la synthèse de fréquence nécessite un intervenant externe pour être commandée. Le choix du composant vers lequel nous nous sommes orienté est le PIC 16C84. Celui-ci est peu coûteux, performant et suffisamment miniaturisé pour satisfaire les contraintes imposées. Le programme à écrire doit être capable d’envoyer par une procédure série la configuration des registres nécessaires au fonctionnement du MC 145170. Ce programme doit être modifiable afin de pouvoir changer la fréquence synthétisée par la PLL. La séquence d’envoi des données n’aura lieu qu’une seule fois, au moment de l’allumage du récepteur. Une fois l’opération effectuée, le microcontrôleur devra se mettre automatiquement en veille, afin de diminuer sa consommation et de ne pas mobiliser la batterie inutilement. Spécifications techniques : Le PIC 16C84 utilise une technologie RISC, ayant pour principe la séparation du bus de donnée et du bus de contrôle. Ceci lui permet d’utiliser des instructions étendues sur 14 bits, tout en préservant un bus de données sur 8 bits. Chacune des 35 instructions différentes qui lui sont envoyées sont traitées en un seul cycle d’horloge, exceptées les fonctions spéciales, qui en requièrent deux. Il dispose d’une pile de 8 niveaux et de multiples sources d’interruptions aussi bien internes qu’externes. Il est doté d’une mémoire RAM de 36 octets et d’une EEPROM de 1024 octets, ce qui lui confère une capacité suffisante pour y faire tenir le programme. La mémoire et l’unité de calcul sont cadencés à 800 KHz par un résonateur externe ; La PLL supportant un flux de donnés allant jusqu’à 185 MHz. Travail à effectuer : Dans un premier temps, nous devrons envoyer à la PLL une séquence permettant son initialisation. Cette séquence concernera les trois pins Din, CLK et ENB. Le diagramme suivant représente les trames successives à envoyer sur le port RA. Celui-ci étant sur 4 bits et fonctionnant en mode de transmission parallèle, nous n’utiliserons que les 3 premiers bits. Note : RA0 est relié à Din RA1 est relié à CLK RA2 est relié à ENB

Nous avons séparé la trame à envoyer en trois séquences, afin de simplifier l’écriture et la compréhension du programme. Une fois l’opération effectuée, il faut envoyer les trames de données. Le but de la 4ème séquence est d’enregistrer ces trames dans le registre W, et de les stocker en mémoire, à l’aide du pointeur ‘fsr’. C’est à cet endroit que les valeurs définissant le mode de fonctionnement de la PLL sont passées en mémoire. La 5ème séquence envoie les données d’initialisation contenu dans la mémoire sur le port RA. A la suite de cet envoi, la PLL est initialisée et prête à recevoir les données destinées aux registres C, N et R. Le problème réside dans le fait que les bits de poids les plus significatifs (msb) doivent être envoyés avant les bits de poids les plus faibles (lsb). La 6ème séquence a pour but d’inverser les bits de C.

Programme : Port Status Fsr Indf Stock C Rmsb Rlsb Nmsb Nlsb

equ equ equ equ equ equ equ equ equ equ

H’05’ H’03’ H’04’ H’00’ H’08’ H’0B’ H’0C’ H’0D’ H’0E’ H’0F’

Org 55

Enreg macro des

place le début du prog. à l’adresse 55

i,adr

Movlw adr Movwf fsr Movlw 0 Movwf indf Movlw i Movwf indf Adr++ Endm

Lect

macro

adr

Movlw Movwf Movf Movwf

adr fsr indf,0 port

Adr++ Endm

Lectreg macro Movlw Movwf Movf Movwf Iorlw Movwf

Attribue l’adresse 05 au port RA sur 4 bits Attribue le label ‘status’ à l’adresse 03 Attribue le label ‘Fsr’ à l’adresse 04 Attribue le label ‘Indf’ à l’adresse 00 Attribue le label ‘Stock’ à l’adresse 08 Attribue le label ‘C’ à l’adresse 0B Attribue le label ‘Rmsb’ à l’adresse 0C Attribue le label ‘Rlsb’ à l’adresse 0D Attribue le label ‘Nmsb’ à l’adresse 0E Attribue le label ‘Nlsb’ à l’adresse 0F

stock fsr indf,0 port b’0010’ port

déclaration de la macro enregistrement données de l’adresse ‘adr’ déplace adr dans le registre W déplace le contenu de W dans fsr initialise W à la valeur 0 place le contenu de W à l’adresse indf place i dans le registre W place le contenu de W à l’adresse indf incrémente Adr de 1 Fin de la macro

déclaration de la macro lecture en mémoire et sortie sur le port déplace adr dans le registre W déplace le contenu de W dans fsr initialise indf à 0 déplace le contenu de W vers le port incrémente Adr de 1 Fin de la macro

déclaration de la macro de lecture de Stock et de son envoi sur le port déplace stock dans le registre W déplace le contenu de W dans fsr initialise indf à 0 envoie stock (contenu dans W) sur le port envoie un 1 logique sur CLK

Endm

Fin de la macro

Movlw 0 Tris port

initialise le registre W à 0 permet d’initialiser le port en sortie Début du programme principale

J=0 Adr = H’10’ While j<4 I=b’0100’ Enreg i,adr I=b’0110’ Enreg i,adr J++ Endw

1ère séquence d’initialisation initialise adr à l’adresse 10 début de la boucle initialise I à 0100 lance la macro Enreg (mise en mémoire) initialise I à 0110 lance la macro Enreg (mise en mémoire) incrémente J fin de la boucle (après 4 cycles)

I=b’0100’ Enreg i,adr K=0 While k<3 I=b’0000’ Enreg i,adr I=b’0010’ Enreg i,adr K++ Endw

2ème séquence initialise I à 0100 lance la macro Enreg (mise en mémoire) K=0 début de la boucle initialise I à 0000 lance la macro Enreg (mise en mémoire) initialise I à 0010 lance la macro Enreg (mise en mémoire) incrémente K de 1 fin de la boucle (après 3 cycles)

I=b’0001’ Enreg i,adr I=b’0011’ Enreg i,adr I=b’0000 ‘ Enreg i,adr I=b’0010’ Enreg i,adr I=b’0000’ Enreg i,adr I=b’0100’ Enreg i,adr Adr = H’0B ‘

3ème séquence même principe que précédemment pour différentes valeurs de I

initialise adr à l’adresse 0B

I = b’11000100’ Enreg i,adr I = b’00101000’ Enreg i,adr I = b’00000101’ Enreg i,adr I = b’01110110’ Enreg i,adr I = b’01011100’ Enreg i,adr

4ème séquence mémorisation du registre C (PLL) mémorisation du registre R MSB mémorisation du registre R LSB mémorisation du registre N MSB mémorisation du registre N LSB

Adr = H’10’ While adr < H’25’ Lect adr Endw

5ème séquence initialise adr à l’adresse 10 début de la boucle lance la macro lect fin de la boucle (après 25 cycles)

Adr H '23' Lect

mise à 0 de /ENB

adr

6ème séquence J=0 While j<8 Clrf stock Bcf status,0 Rlf c,1 Movlw b’0001’ Btfsc status,0 Movwf stock Lectreg J++ Endw

Adr H '24' Lect Adr H '23' Lect

début de la boucle initialise le registre stock à 0 initialise le bit 0 du registre status à 0 décalage de C vers la gauche met 0001 dans W saute l’instruction suivante si bit 0 à 0 envoie le contenu de W dans stock exécute la macro lectreg incrémente la variable J de 1 Fin de la boucle

adr

mise à 1 de /ENB

adr

mise à 0 de /ENB

7ème séquence J=0

While Clrf Bcf Rlf Movlw Btfsc Movwf Lectreg

j<8 stock status,0 rmsb,1 b’0001’ status,0 stock

J++ Endw

début de la boucle initialise le registre stock à 0 initialise le bit 0 du registre status à 0 décalage de rmsb vers la gauche met 0001 dans W saute l’instruction suivante si bit 0 à 0 envoie le contenu de W dans stock exécute la variable lectreg incrémente J de 1 Fin de la boucle

8ème séquence J=0 While Clrf Bcf Rlf Movlw Btfsc Movwf Lectreg

j<8 stock status,0 rlsb,1 b’0001’ status,0 stock

même principe avec rlsb

J++ Endw

Adr H '24' Lect Adr H '23' Lect

adr

mise à 1 de /ENB

adr

mise à 0 de /ENB 9ème séquence

J=0 While Clrf Bcf Rlf Movlw Btfsc Movwf Lectreg

j<8 stock status,0 nmsb,1 b’0001’ status,0 stock

même principe avec nmsb

J++ Endw

10ème séquence J=0

While Clrf Bcf Rlf Movlw Btfsc Movwf Lectreg

j<8 stock status,0 nlsb,1 b’0001’ status,0 stock

même principe avec nlsb

J++ Endw Adr H '24' Lect

Sleep End

adr

mise à 1 de /ENB

fin du programme et de l’envoie des données, passage en mode veille

Détail du fonctionnement des macros : Macro Enreg : C’est un sous-programme permettant, grâce à un passage par valeur des arguments ‘i’ et ‘adr’, le stockage en mémoire de la valeur ‘i’ sur 8 bits à l’adresse adr. Une incrémentation de l’adresse est effectuée pour que le pointeur mémoire se place immédiatement à l’adresse suivante. Macro Lect : Sous-programme de lecture de la valeur pointée par ‘adr’. La valeur sur 4 bits lue est envoyée sur le port RA0 – RA3. Macro Lectreg : Effectue la même tâche que la macro Lect, mais lit les valeurs dans le registre stock, les envoie sur le port RA0 et envoie un 1 logique sur le port RA1. En effet, un front montant doit être envoyé sur la borne CLK du MC145170, pour que les données envoyées sur Din soient prisent en compte. Le niveau haut sur la sortie CLK est effectué par un OU logique entre la valeur de STOCK et la valeur binaire 0010. Plan d’occupation de la zone mémoire :

Plan de la zone mémoire des données, Adresse 8 B C D E F 10 11 12 13 14 15 16 17

données 00000000 11000100 00101000 00000101 01110110 01011100 100 110 100 110 100 110 100 110

Commentaire Registre STOCK Registre C Registre R MSB Registre R LSB Registre N MSB Registre N LSB

Séquence n°1

Adresse 18 19 1A 1B 1C 1D 1E 1F 20 21 22 23 24

données 100 000 010 000 010 000 010 001 011 000 010 000 100

Commentaire

séquence n°2

séquence n°3

Changement des paramètres du programme: Afin d'éviter d'avoir à changer de quartz, comme sur un récepteur de radiocommande normal, le programme et le montage ont été conçus de façon à pouvoir modifier rapidement et simplement la fréquence de réception. Cette modification se fait au niveau soft, au sein du programme assembleur, aux lignes :

[….] adr = H'B' ;************************************************************************ ;* Les valeurs de registres sont modifiables dans cette partie du programme* ;************************************************************************ ;********** registre c ***************************** i = b'11000100' enreg i,adr ;********** registre R = 10245 ********************* i = b'00101000' ;registre R MSB enreg i,adr i = b'00000101' ;registre R LSB enreg i,adr ;*********** registre N = 30300 ******************** i = b'01110110' ;registre N MSB enreg i,adr i = b'01011100' ;registre N LSB enreg i,adr [….] Remarque : les valeurs modifiables sont les valeurs en gras et correspondent à la fréquence de référence pour le registre R, et à la fréquence contrôlée pour le registre N. Le registre C est le registre d'état du MC145170. (cf documentation constructeur MOTOROLA MC145170).

Utilisation du logiciel MPLAB: Pour modifier le programme, il faut utiliser le logiciel MPLAB, conçu pour la programmation de PIC, de la façon suivante: •

Entrer le programme sur une nouvelle feuille, et le sauver en .ASM

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Créer un nouveau projet .PJT

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Au bas de la fenêtre EDIT PROJECT, sélectionner le nom de projet que l'on vient de créer et cliquer sur l'onglet NODE PROPERTIES.

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Valider la fenêtre Node Properties par OK

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Cliquer sur l'onglet ADD NODE et sélectionner le programme qui vient d'être créé. Celui-ci est ajouté automatiquement comme nouveau programme du projet.

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Valider le projet par OK

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Dans le menu Option / Processor setup / clock frequency, mettre une fréquence de 1MHz (même si l'oscillateur du PIC fonctionne sur 800KHz) Dans le menu Picstart plus / Enable programmer choisir le PIC16C84, l'oscillateur XT, watchdog timer OFF, Power up timer OFF, code protect : OFF.

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Effacer la mémoire du logiciel par le menu Picstart plus / Erase program memory

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Compiler le programme à l'aide du menu Project / build all et vérifier les erreurs du programme.

Remarque : la fonction TRIS est marqué par un warning lors de la compilation. Cette fonction permet de donner une direction aux ports d'entrées/sorties et est donc indispensable au programme. Lors de l'utilisation ce warning ne gêne en rien le fonctionnement. •

Programmer le microcontrôleur à l'aide du menu Picstart plus / program verify

Test du programme : Aucun moyen d'émulation n'est fourni avec le logiciel MPLAB, et l'ensemble PICSTART PLUS. De ce fait, le seul moyen de tester le programme est de le faire fonctionner sur la plaque de test et de vérifier si la dernière séquence, qui doit encore se trouver sur le port de sortie, correspond à la dernière séquence du programme. En l'occurrence, la dernière séquence attendue dans notre programme est : 1 0 0 sur les pins PA2, PA1, PA0 du microcontrôleur.

Plaque d'essais HF Afin de tester l'efficacité des bobines proposées par P. Techer, nous avons réalisé en milieu d'année une première plaque regroupant toute la partie Hautes Fréquences en partant de l'antenne jusqu'à la démodulation. Cette plaque était basée sur le schéma de principe suivant:

La partie amplification était réalisée par un FET J310 en grille commune et la partie préfiltrage réalisée à l'aide de 2 circuits LC parallèles avec une TOKO 2K509 comme inductance. Le premier changement de fréquence se faisait à partir d'un oscillateur LC à la fréquence de résonance du circuit soit 30.400MHZ. L'inductance utilisée était une nouvelle fois une TOKO 2K509 avec laquelle nous n'avons pas réussi à faire osciller le circuit à plus de 27MHz. Le deuxième changement de fréquence était réalisé à l'aide d'un quartz oscillant à 10.245MHz. Ce circuit fonctionnait parfaitement et représentait pour nous une référence pour savoir si le MC3362 fonctionnait encore. La partie démodulation enfin, était réalisée par une inductance variable 4102 (inductance généralement utilisée pour la démodulation 455KHz), mais n'a pas pu être testée à cause du 1er oscillateur local qui ne fonctionnait pas.

Plaque d'essais de la synthèse de fréquence

Afin de tester notre programme d'initialisation du MC145170, nous devions réaliser une plaque regroupant la synthèse de fréquence avec son microcontrôleur.

Cette plaque a tout d'abord été testée à l'aide du logiciel fourni par MOTOROLA qui envoi par le port parallèle d'un PC les signaux nécessaires à la configuration du MC 145170. Remarque : ce logiciel ne peut être utilisé que par le mode MS DOS du PC, car le système d'exploitation Windows NT ne permet pas l'accès aux port. Par la suite, une fois que le programme a été réalisé, nous avons pu tester la plaque en insérant sur la fréquence de référence un signal à 10.245MHz, puis un signal à contrôler de 30.300MHz à l'aide d'un GBF et du générateur RF. Le programme a été créé de sorte que si la fréquence de l'oscillateur local à contrôler est trop haute, le système délivre une tension moyenne inférieure à 2.5V. Inversement, la tension moyenne de sortie est supérieure à 2.5V si la fréquence est trop faible. Défaut du programme : nous avons constaté que si nous mettions un 1 sur le MSB d'un registre celui n'était pas pris en compte correctement et pouvait être pris pour 11 par le circuit de PLL.

Mesures des valeurs de bobines créées par F. Thobois Afin de connaître les valeurs des bobines utilisées dans le récepteur, nous avons effectué des mesures. Celles-ci permettront plus tard de pouvoir réaliser nous-mêmes nos selfs. Les mesures ont été effectuées en recherchant la valeur de la fréquence de résonance d'un circuit RLC parallèle dont les valeurs de C et R étaient connues. Le montage revient au schéma suivant avec R = 100KΩ et C fonction de la fréquence de résonance à trouver :

La valeur de l'inductance est ensuite donnée par l'équation: L = [ 1 / (2π Fo √C) ] ² Il semblerait que les inductances fabriquées par F. Thobois ont été bobinées sur des carcasses de type RF 7.1 disponibles chez le fournisseur Euro-composants. Les caractéristiques de chacune des bobines sont données dans la partie réalisation. La valeur d'inductance calculée d'après le nombre de spires est donnée par l'équation : L = Al . n²

Mesure de la valeur de L1 (1er filtre d'entrée): * résonance parallèle : C=18pF Fo = 51.8MHz * résonance série : C=18pF Fo = 32MHz

L1 = 522nH L1 = 1.17µH

Remarque : la valeur théorique de L1, sans tenir compte de l'antenne c'est-à-dire uniquement pour faire un filtre passe bande, devrait avoir une valeur de 837nH. Si maintenant le circuit se charge en plus d'effectuer l'allongement de la longueur d'antenne (étude faite dans le chapitre partie HF) la valeur devrait atteindre un peu plus de 1µH. Réalisation de L1 : Bobine type 7TK-F40, fréquence prévue : 20-60MHz, Al=5.5nH. 10 spires fil émaillé 0.2 sous soie, avec placement au point milieu de la prise antenne. Soit L = 5.5E-9.10² = 550nH

Mesure de la valeur de L2 (2ème filtre d'entrée): *résonance parallèle du primaire (secondaire en l'air): C=18pF Fo = 44MHz L2 = 727nH *résonance parallèle du secondaire (primaire en l'air): C=18pF Fo = 34MHz L2 = 1.2µH Réalisation de L2 : Primaire: Bobine type 7TK-F40, fréquence prévue : 20-60MHz, Al=5.5nH. 5 spires fil émaillé 0.2. Soit L = 5.5E-9.5² = 137nH Secondaire: Bobine type 7TK-F40, fréquence prévue : 20-60MHz, Al=5.5nH. 10 spires fil émaillé 0.2 sous soie. Soit L = 5.5E-9.5² = 137nH Mesure de la valeur de L3 (1er oscillateur local pour f osc = 30.4MHz): *résonance parallèle: C=39pF Fo = 44.37MHz

L3 = 330nH

* résonance série : C=39pF Fo = 27MHz

L3 = 890nH

Réalisation de L3 : Bobine type 7TK-F40, fréquence prévue : 20-60MHz, Al=5.5nH. 6.5 spires fil émaillé sous soie 0.2. Soit L = 5.5E-9.6,5² = 232nH Mesure de la valeur de L4 (discriminateur): *résonance parallèle: C=270pF Fo = 450KHz

L4 = 460µH

* résonance série : C=220pF Fo = 410KHz

L3 = 560µH

Réalisation de L3 : Bobine type 7TK-F40, fréquence prévue : 20-60MHz, Al=14nH. fil émaillé sous soie 0.1. Soit n² = L / 14nH n = 181 spires