Tcc_frederico_camurça_de_azevedo.pdf

UNIVERSIDADE FEDERAL DE CAMPINA GRANDE (UFCG) CENTRO DE ENGENHARIA ELETRICA E INFORMATICA (CEEI) DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELETRICA (DEE)

RELATÓRIO DE TRABALHO DE CONCLUSÃO DE CURSO (TCC) ESTUDO DE UM CONVERSOR CC/CA MONOFÁSICO/TRIFÁSICO ISOLADO POR TRANSFORMADOR DE ALTA FREQUÊNCIA – ESTRATÉGIAS DE COMANDO

ALUNO: FREDERICO CAMURÇA DE AZEVEDO ORIENTADOR: PROF. DR. Edison Roberto Cabral da Silva

CAMPINA GRANDE AGOSTO DE 2010

UNIVERSIDADE FEDERAL DE CAMPINA GRANDE CENTRO DE ENGENHARIA ELÉTRICA E INFORMÁTICA UNIDADE ACADÊMICA DE ENGENHARIA ELÉTRICA

RELATÓRIO DE TRABALHO DE CONCLUSÃO DE CURSO

Relatório de Trabalho de Conclusão de Curso (TCC) apresentado ao Curso de Graduação em Engenharia Elétrica da Universidade Federal de Campina Grande, em cumprimento parcial às exigências para obtenção do Grau de Engenheiro Eletricista.

Campina Grande Agosto 2010

UNIVERSIDADE FEDERAL DE CAMPINA GRANDE CENTRO DE ENGENHARIA ELÉTRICA E INFORMÁTICA UNIDADE ACADÊMICA DE ENGENHARIA ELÉTRICA

RELATÓRIO DE TRABALHO DE CONCLUSÃO DE CURSO

Data da aprovação: ___/___/____

BANCA EXAMINADORA _____________________________ Prof. Dr. Edison Roberto Cabral da Silva UFCG Orientador ______________________________ Professor Convidado UFCG Avaliador

Campina Grande Agosto 2010

AGRADECIMENTOS Primeiramente, agradeço a Deus pela oportunidade de estar nesse mundo e por todas as graças concedidas ao longo de minha caminhada terrena. Aos meus pais e irmãos pelo apoio e motivação nos momentos difíceis do curso, por suportarem os momentos de estresse e principalmente pela educação a mim dada. Agradecimentos também pela compreensão da ausência em vários momentos de convívio familiar. Aos colegas de curso, companheiros de algumas noites em claro, de vários finais de semana de estudo e de incontáveis dias de aulas e provas. Companheiros de alegrias, brincadeiras e de alguns momentos não muito felizes superados. Aos amigos de várias conversas, de vários divertimentos, de apoio nas dificuldades e obstáculos da vida, de conselhos e de compreensão da ausência nos momentos de provas e trabalhos. Aos professores que contribuíram em minha formação acadêmica, principalmente, ao professor Edison Roberto Cabral da Silva, que foi meu orientador de iniciação científica e que se dispôs a me orientar neste trabalho.

Relatório de Estágio Curricular

ÍNDICE DE CAPÍTULOS Sumário 1. 2.

INTRODUÇÃO ................................................................................................................. 2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA ..................................................................................... 4 2.3. 2.2. 2.3.

3.

CICLOCONVERSOR TRIFÁSICO A TRÊS BRAÇOS (CTTB) .............................................................4 TÉCNICAS DE OPERAÇÃO EM CICLOCONVERSORES A TRÊS BRAÇOS ....................................5 TÉCNICAS DE REDUÇÃO DE PERDAS .............................................................................................13

RESULTADOS E DISCUSSÕES ................................................................................... 19 3.1. CICLOCONVERSOR TRIFÁSICO A TRÊS BRAÇOS OPERANDO NO MODO 180º ......................19 3.2. CICLOCONVERSOR TRIFÁSICO A TRÊS BRAÇOS OPERANDO COM MODULAÇÃO VETORIAL SIMÉTRICA ...................................................................................................................................21 3.3. CICLOCONVERSOR TRIFÁSICO A TRÊS BRAÇOS OPERANDO COM MODULAÇÃO HÍBRIDA ..................................................................................................................................................................22 3.4. CONVERSOR CC/CA MONOFÁSICO/TRIFÁSICO COM REDUÇÃO DE PERDAS ATRAVÉS DE COMUTAÇÃO A TENSÃO NULA (CTN) ........................................................................................................23 3.5. CONVERSOR CC/CA MONOFÁSICO/MONOFÁSICO EM PONTE COMPLETA COM COMUTAÇÃO A CORRENTE NULA (CCN) ..................................................................................................25 3.6. CONVERSOR CC/CA MONOFÁSICO/MONOFÁSICO COM COMUTAÇÃO A CORRENTE E TENSÂO NULA (CCN-CTN) .............................................................................................................................27

4.

CONSIDERAÇÕES FINAIS ........................................................................................... 30 4.1.

5.

TRABALHOS FUTUROS .......................................................................................................................30

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ............................................................................. 32

Índice 0

1. INTRODUÇÃO

Introdução

Capítulo 1 2

1. INTRODUÇÃO Em conversores com controle PWM, os dispositivos de chaveamento podem ser acionados para sintetizar a forma desejada da tensão e/ou corrente de saída. Em geral, os dispositivos são “ligados” e “desligados” com um alto valor de
 ⁄
 e as chaves são submetidas a um esforço de tensão elevado. Além disso, as perdas de potência por chaveamento de um dispositivo aumentam linearmente com a frequência dos mesmos. Também, as perdas no disparo e desligamento podem representar uma porção significativa da perda total de potência [12]. Esses problemas podem ser eliminados ou minimizados se os dispositivos forem “ligados” e “desligados” quando a tensão sobre um dispositivo e/ou sua corrente tornar-se zero. Nos conversores em geral, a tensão e a corrente são forçadas a passar por zero pela utilização de um circuito ressonante LC, chamado conversor de pulso ressonante [12]. O presente trabalho objetiva o estudo de um conversor CC/CA monofásico/trifásico com elo intermediário de alta freqüência composto por um estágio primário e outro secundário (Figura 1.1). Devido à topologia e ao modo de operação do conversor proposto, é possível, através do controle de disparo dos conversores no primário e no secundário, obter-se uma comutação suave sem utilização de circuitos ressonantes [13].

Figura 1.1 – Blocos do sistema

Inicialmente será feito um estudo teórico das técnicas PWM a serem aplicadas no conversor secundário. Em seguida serão propostas formas de modificar os pulsos PWM para conseguir comutação à corrente e/ou tensão nula [13]. Os estudos teóricos são comprovados através de resultados de simulação.

2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA

Fundamentação Teórica

Capítulo 2 4

2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA Neste capítulo será apresentado o embasamento teórico necessário para o entendimento da operação do conversor proposto. Inicialmente, será introduzida a topologia do conversor secundário (Figura 2.1). Em seguida serão apresentadas técnicas para operação de um cicloconversor trifásico convencional e por último será proposto uma forma de obter CTN (Comutação a tensão nula) e CCN (Comutação a corrente nula) no CTTB.

2.3.

CICLOCONVERSOR TRIFÁSICO A TRÊS BRAÇOS (CTTB)

Um cicloconversor é um circuito capaz de fornecer, em sua saída, uma tensão alternada de freqüência e amplitude diferentes daquelas disponíveis em sua entrada através de uma conversão direta, sem elo CC intermediário. Seu circuito é mostrado na Figura 2.1.

Figura 2.1 – Cicloconversor a três braços

Seja a tensão de entrada do cicloconversor (ve) uma onda quadrada de alta frequência obtida a partir de um sistema retificador/inversor. A matriz de chaves que compõe o cicloconversor em questão é semelhante a de um inversor clássico, com a diferença de que o primeiro utiliza chaves bidirecionais. Desta forma, o cicloconversor indicado na Figura 2.1, pode ser considerado como composto por dois inversores em antiparalelo: o Inversor-1 (Figura 2.2a), para o semiciclo positivo, composto pelas chaves (Rsp-Rin; Ssp-Sin; Tsp-Tin) e o Inversor-2 (Figura 2.2b), para o semiciclo negativo, composto pelas chaves (Rip-Rsn; SipSsn; Tip-Tsn). Esta comparação torna a operação do cicloconversor similar a do inversor clássico.

Figura 2.2 – Inversor trifásico

Fundamentação Teórica

Capítulo 2 5

2.2.

TÉCNICAS DE OPERAÇÃO EM CICLOCONVERSORES A TRÊS BRAÇOS

A seguir, serão abordadas algumas técnicas de comando aplicadas ao CTTB. Inicialmente será apresentada a operação no modo 180º para ilustrar o principio de funcionamento, em seguida serão descritas técnicas de modulação por largura de pulso (PWM – pulse width modulation) dos tipos, vetorial e híbrida ao cicloconversor. 2.2.1. Cicloconversor com operação no modo 180º O funcionamento do cicloconversor pode ser entendido a partir da estrutura inversora indicada na Figura 2.2. A operação básica de tal inversor é bastante conhecida [2]. Neste modo de operação, cada chave conduz durante 180º e a frequência de operação das chaves é a mesma da componente fundamental da tensão de saída. As chaves de cada braço operam complementarmente e os pulsos de comando de cada braço são defasados de 120º entre si. O defasamento entre os sinais de comando de cada braço proporciona tensão e correntes trifásicas equilibradas. Considerando-se o cicloconversor, cada grupo de chaves de índice p (positivo) ou n (negativo) conduz durante meio período (ou 180º) da tensão de saída sendo escolhida qual das chaves de índice s (superior) ou i (inferior) deve conduzir durante tal intervalo. Esta escolha depende da polaridade da tensão de entrada, ou seja, quando a tensão de entrada e a de referência, são positivas, dispara-se para a fase R, por exemplo, a chave Rsp. Quando ocorre a inversão apenas da tensão de entrada, dispara-se Rip para que a tensão de saída continue seguindo a referência. 2.2.2. Modulação Vetorial Aplicada a Cicloconversor A modulação PWM vetorial (SV-PWM, do inglês Space Vector PWM), foi originalmente proposta para uso em retificadores [4] e posteriormente em inversores [15], porém não foi amplamente aceita na época devido à sua complexidade de implementação. Com o desenvolvimento dos microprocessadores, esta estratégia de modulação, tornou-se a técnica de processamento de potência mais utilizada em conversores trifásicos com modulação por largura de pulso. A modulação senoidal de largura de pulso (PWM senoidal), caso particular da modulação por portadora (Carrier Based PWM), é amplamente aplicada para controlar a saída de conversores estáticos. Entretanto, ela apresenta como desvantagem o baixo aproveitamento do barramento CC [5]. A modulação vetorial por sua vez elimina esta desvantagem, além de ser uma alternativa para o controle digital. O surgimento da SV-PWM possibilitou a representação dos estados de configuração dos interruptores de um conversor (0 = bloqueio, 1 = condução) por vetores espaciais de tensão (Tabela 2.1). O conjunto de três vetores adjacentes forma os vértices de um triângulo, o conjunto de todos os triângulos formando o hexágono dos vetores de tensão no plano das variáveis dq (diagrama vetorial). A utilização de um conjunto de vetores específicos forma o padrão de comutação para um período da modulação. Na tabela 2.1, os vetores V0 e V7 são chamados de vetores nulos (ou de roda livre), pois as configurações dos interruptores que os originam não possibilitam o fluxo de energia entre a fonte CC e a carga, ao contrário das configurações dos interruptores que dão origem aos seis vetores ativos V1, V2, V3, V4, V5, V6. Na Figura 2.3 pode-se ver o diagrama vetorial para o inversor de dois níveis e as seis regiões em ele pode ser divido.

Fundamentação Teórica

Capítulo 2 6

O vetor tensão de referência VS, definido pela amplitude ‘VS’ e por sua posição ‘θ ’, determina o triângulo cujos vértices são os vetores espaciais de tensão que serão utilizados em um período da modulação. Para um período da modulação compreendido na região 1 do diagrama vetorial da Figura 2.3, os intervalos de tempo (t0, t1, t2, t7) de aplicação dos vetores (V0, V1, V2, V7) que limitam a região são determinados e então somados para se obter os tempos em que os interruptores permanecem no estado de condução (T1, T2, T3). Quem determina o tempo de aplicação de cada vetor espacial é o vetor tensão de referência VS, obtido a partir dos sinais de referência senoidais (vR, vS, e vT), conforme equação 2.1. 



 = (   +   +   ) Configuração

Estados (kx)

Vetor Espacial

0

000

V0

1

100

V1

2

110

V2

3

010

V3

4

011

V4

5

001

V5

6

101

V6

7

111

V7

(2.1)

Tabela 2.1 – Vetores espaciais de tensão para um inversor trifásico de dois níveis

Figura 2.3 - Diagrama vetorial do inversor de 2 níveis com modulação vetorial.

A modulação vetorial emprega uma notação vetorial para tratamento de suas grandezas, isto simplifica a análise do sistema investigado [16]. As quantidades trifásicas rst são transformadas, dentro de um plano complexo bi-dimensional denominado de dq, em um vetor usualmente definido a partir de números complexos, conforme equação 2.2:  =   =  +  A equação (2.2) também pode ser representada na forma matricial:

(2.2)

Fundamentação Teórica 1    =    0

−

! √$ !

 !

 ' % & √$ −

 ! −

Capítulo 2 7

(2.3)

O fator ‘p’, nas equações (2.1) e (2.3), tem assumido alguns valores na literatura técnica dependendo da aplicação do estudo proposto. Alguns valores usualmente utilizados são 1, 2/3 e (2⁄3. A escolha do fator p = 2/3 fornece o módulo do vetor VS como sendo igual a amplitude das grandezas de fase vabc [16]. Já a escolha do fator p = (2⁄3, possibilita que as equações de potência (ativa e reativa) instantânea do sistema elétrico estudado sejam conservadas com a transformação [16]. Equacionamento básico para um cicloconversor trifásico Inicialmente é apresentado o equacionamento básico de um inversor trifásico [7] a fim de mostrar sua semelhança com o cicloconversor da Figura 2.1. por:

Baseando-se na Figura 2.2, a tensão em qualquer instante, nas fases R, S e T é dada ,

+ = ! -2./ − 10

Sendo:

.34 = 1 − ./ 134 = 1 − 1/ 234 = 1 − 2/

,

+ = ! -21/ − 10 ,

+ = -22/ − 10 !

(2.4) (2.5) (2.6)

Pela lei de Kirchoff das tensões tem-se que

+ () − 4 () = 4+

+ () − 4 () = 4+

+ () − 4 () = 4+

(2.7) (2.8) (2.9)

Para uma carga trifásica e equilibrada tem-se que

4 () + 4 () + 4 () = 0

(2.10)

4+ = $ 5 4 () + 4 () + 4 ()6

(2.11)

Somando-se as equações (2.7), (2.8) e (2.9) chega-se a

que permite a obtenção das tensões de pólo moduladas (Vro, Vso e Vto). Substituindo (2.11) em (2.7), (2.8) e (2.9) tem-se que:

2 −1 −1 sendo 7 = $ × &−1 2 −1' −1 −1 2

4

+ & 4 ' = 7 × & + '

4

+

(2.12)

Capítulo 2

Fundamentação Teórica

8

Em função dos estados das chaves pode-se escrever: ./

4

& 4 ' = 7 × 9 ×  1/ %

4 2/

(2.13)

Considerando-se, agora, o cicloconversor, tem-se que para o ciclo positivo da tensão de entrada, o comportamento é o mesmo do inversor, ou seja, as equações (2.4) a (2.13) definidas anteriormente são válidas. Quando da inversão da tensão de entrada, o grupo de chaves que estava conduzindo é bloqueado e outro grupo de chaves é acionado. Assumindo que em um determinado instante está conduzindo a chave Rsp, a mudança de polaridade na tensão ve indica que a chave a ser acionada para que a referência de tensão continue sendo seguida deve ser Rip. Assim, ./

4

& 4 ' = 7 × 9 ×  1/ % ,

4 2/

 ≥ 0

Se

.3/

4

& 4 ' = 7 × 9 ×  13/ %

4 23/

se  < 0

Cálculo do tempo de aplicação dos vetores ativos

A seguir será mostrado um procedimento para cálculo dos tempos de aplicação dos vetores ao cicloconversor, utilizando o método das componentes dq. Transformado as tensões de fase trifásicas para o plano dq tem-se que:

sendo

1 ! ? = @$ ×  0

−! √$ !

−!

−

√$ !

4

 = > = ? × & 4 ' 

4

%

(2.14)

!

 = @$ × 9 × =./ − ! 1/ − ! 2/ >

 =

√!

(2.15)

× 9 × A1/ − 2/ B

(2.16)

As oito componentes dq, geradas a partir do estado das chaves, são mostradas na Tabela 2.2. Vetor d q

V1

2 C 9 3 0

V2

1 C 9 6 1 C 9 2

V3

1 −C 9 6 1 C 9 2

V4

2 −C 9 3 0

V5

1 −C 9 6 1 −C 9 2

Tabela 2.2 – Componentes dq das tensões no inversor

V6

1 C 9 6

1 −C 9 2

V7,V0 0 0

Considere-se que o vetor referência dado na equação (2.2) seja constante durante o intervalo de amostragem Ts (chaveamento). Cada vetor i e i+1 tem sua componente dq. De forma genérica tem-se que:

Capítulo 2

Fundamentação Teórica

9

3 = 3 +  3

(2.17)

E = E +  E

e

(2.18)

sendo  = 1, . . . ,6; I =  + 1 J  ≤ 5 I = 1 J  = 6

Para compor o tensão referência Vs, localizado em qualquer setor, durante o intervalo Ts aplica-se dois vetores ativos adjacentes a este setor, durante os intervalos ti e tk e os dois vetores nulos, ou seja, 2  = 3 3 + E E 2 - +  0 = 3 - 3 +  3 0 + E - E +  E 0

(2.19) (2.20)

3

E

3  2   = 3 = > + E = > = =

(2.21)

Separando-se as componentes tem-se que 3



E

3

E 3

E > =E >

Resolvendo o sistema de equações (2.21), obtêm-se as seguintes expressões: 3 =

E =

MNO PQR SMNQ POR POT PQR SPOR PQT

MNQ POT SMNO PQT

2

2 POT PQR SPOR PQT 

(2.22) (2.23)

O intervalo de roda livre para que o cicloconversor opere com freqüência constante é dado por 2 = 2 − 3 − E (2.24)

A técnica SV-PWM, tradicionalmente estudada, considera a aplicação dos vetores nulos V0 e V7 com tempos de duração t0 e t7 iguais dentro de um período da modulação (Modulação Vetorial Simétrica).  = U =

V !

(2.25)

Durante o período Ts, a polaridade da tensão de entrada não muda (Figura 2.4). Portanto este período é considerado igual a meio período da tensão de entrada. Devido à esta suposição, as expressões de cálculo dos tempos de aplicação dos vetores ti, tk e T0 para o cicloconversor são as mesmas do inversor mudando apenas as chaves a serem acionadas quando Ve muda de polaridade. Para que ocorra um menor número de comutações é aconselhável realizar a aplicação dos vetores ativos, conforme ilustrado na Figura 2.4. 2.2.3. Modulação Híbrida Aplicada a Cicloconversor Em inversores de dois níveis alimentando cargas trifásicas com neutro isolado, ou seja, se o ponto neutro do lado CA da carga (ponto “n”) não estiver conectado com o ponto médio do divisor capacitivo do lado CC do inversor (ponto ‘o’), as correntes de fase dependerão somente das diferenças de tensão entre as fases. Assim, é possível adicionar, às tensões de referência (vr, vs, vt) na modulação por portadora triangular, um termo comum ‘vh’ denominado de Sinal de Seqüência Zero (SSZ), o qual não produz distorção nas tensões de linha (vrs, vst, vtr) e de fase (vrn, vsn, vtn). A adição de um SSZ ocorre entre os pontos “n” e “o” dando origem a uma tensão de modo comum (vno).

Capítulo 2

Fundamentação Teórica

10

Figura 2.4 – Intervalos de aplicação dos vetores ativos

A adição de um sinal de seqüência zero às tensões de referência para a modulação reflete nas tensões de pólo moduladas (vro, vso, vto), de forma que:

W+ ∗ = W+ + Y

4+ =

com x ∈ {r,s,t}

PZ[ \PV[ \P][ $

(2.26) (2.27)

Substituindo os valores de vro, vco, vto, dados na equação (2.26), na equação (2.27):

4+ =

(PZ[ ∗ SP^ )\(PV[ ∗ SP^ )\(P][ ∗ SP^ ) $

(2.28)

Resolvendo a equação anterior para vno determina-se:

4+ ∗ = 4+ + Y

(2.29)

Segundo [8], tem-se que:

W4 ∗ = W+ ∗ − 4+ ∗

com x ∈ {r,s,t}

(2.30)

Logo:

W4 ∗ = W+ ∗ − 4+ ∗ = ( W+ + Y ) − ( 4+ + Y ) = W+ − 4+

(2.31)

Assim:

W4 ∗ = W4

com x ∈ {r,s,t}

(2.32)

Fundamentação Teórica

Capítulo 2 11

A partir da equação (2.3) tem-se:

_ ∗ = _+ ∗ − + ∗

` ∗ = + ∗ − `+ ∗

`_ ∗ = `+ ∗ − _+ ∗

. (2.33) .

Resolvendo a equação anterior:

_ ∗ = _+ ∗ − + ∗ = ( _+ + Y ) − ( + + Y ) = _+ + +

` ∗ = + ∗ − `+ ∗ = ( + + Y ) − ( `+ + Y ) = + + `+

`_ ∗ = `+ ∗ − _+ ∗ = ( `+ + Y ) − ( _+ + Y ) = `+ + _+

. (2.34) .

_ ∗ = _

` ∗ = `

`_ ∗ = `_

. (2.35) .

Assim:

Pelas equações (2.32) e (2.35) observa-se que a adição do sinal de seqüência zero às tensões de pólo não afeta as tensões aplicadas entre as fases (tensões de linha) e sobre a carga. Já a tensão de modo comum (vno) é alterada com a adição de vh. A adição de um sinal de seqüência zero adequado pode diminuir as oscilações nas correntes, estender a região de linearidade (sobremodulação), reduzir a freqüência de comutação média como também diminuir os harmônicos de corrente [9]. Assim, a modulação por portadora (CB-PWM) pode produzir os mesmos resultados da modulação vetorial (SVPWM) quando um adequado sinal de seqüência zero é injetado nas tensões de referência na modulação por portadora [18]. Baseado nesta observação, [3] e [6] propuseram a técnica que é conhecida como Modulação Híbrida, que usa um sinal de seqüência zero com o triplo da freqüência das tensões de referência como o termo de tensão comum. Na técnica proposta por [3], a razão de distribuição vetorial ‘µ’ aparece como uma variável de projeto dentro da equação que determina o valor do sinal de seqüência zero ‘vh’ que deve ser adicionado às tensões senoidais de referência (vr, vs, vt) para obter modulantes modificadas (v*r, v*s, v*t) para a modulação CB-PWM dando origem à técnica de modulação híbrida (v*x = vx + vh). Esta alteração nos sinais de referência gera novos tempos de aplicação dos vetores nulos V0 e V7, mas não modifica os tempos dos vetores ativos. Assim, na modulação híbrida, a variação no valor da razão de distribuição vetorial ‘µ’ modifica o sinal de seqüência zero ‘vh’ de forma a modificar a relação entre os vetores utilizados no início e no fim de cada período da modulação como no caso da técnica vetorial SV-PWM. Na Figura 2.5 é mostrada a relação entre as técnicas de modulação híbrida e vetorial com a utilização de ‘µ’ para os inversores de dois níveis.

Fundamentação Teórica

Capítulo 2 12

Técnica para aplicação de modulação Híbrida a Cicloconversores É utilizado um algoritmo para aplicação da modulação híbrida em inversores de N níveis [8], baseado neste algoritmo será apresentado uma seqüência de cinco passos para aplicação da Hybrid-PWM em inversores de 2 níveis, que pode ser utilizada no cicloconversor da Figura 2.1 desde que ocorra a inversão das chaves a serem utilizadas quando ocorrer mudança de polaridade na tensão de entrada. 1º Passo: Cada nível do inversor representa um eixo horizontal. Estes eixos limitam as regiões no gráfico onde se encontram os três sinais de tensão que servirão como referência para a modulação vetorial (Figura. 2.6). Para um inversor de dois níveis existirão dois eixos, Eixo-1: E/2 e Eixo-2:-E/2, onde E é a tensão no barramento CC.

Figura 2.5 – Relação entre as técnicas de modulação híbrida e vetorial para inversores de dois níveis.

2º Passo: As diferenças pr, os e pt, entre os níveis de tensão CC e as tensões de referência, são calculadas conforme a equação abaixo: ,

W = ! − W

com x ∈ {r,s,t}

(2.36)

3º Passo: O valor máximo e o mínimo dentre pr, os e pt são determinados e introduzidos na equação 2.37, juntamente com o valor da razão de distribuição vetorial ‘µ’, para o cálculo da tensão v que será adicionada às tensões de referência. h

Y = ab34 − (1 − a)(9 − bcW )

(2.37)

Capítulo 2

Fundamentação Teórica

13

4º Passo: As novas tensões de referência (vr* vs* e vt*), são então calculadas a partir da equação 2.38.

W ∗ = W + Y

com x ∈ {r,s,t}

(2.38)

5º Passo: As novas tensões de referência, calculadas no passo anterior, são utilizadas para o cálculo dos novos valores de pr*, os* e pt*, conforme a equação 2.36. Estes valores, introduzidos na equação 2.39, fornecem os intervalos de tempo Tr*, Ts* e Tt* em que os interruptores permanecem bloqueados. Os intervalos de tempo T1*, T2* e T3* em que os interruptores permanecem em condução, em um determinado período da modulação (Ts), são calculados a partir da equação 2.40. / ∗

2W ∗ = ,d 2 2e ∗ = 1 − 2W ∗

(2.39) com x ∈ {r,s,t}

(2.40)

Figura 2.6 – Definição de pr, os e pt para um inversor de 2 níveis

2.3.

TÉCNICAS DE REDUÇÃO DE PERDAS

Na secção anterior foram estudadas diferentes técnicas de modulação aplicadas a um cicloconversor alimentado por uma tensão alternada quadrada de alta freqüência. A aplicação de tais técnicas resultam em perdas de comutação nas chaves do cicloconversor. Nesta secção, serão abordadas algumas técnicas para redução destas perdas. Normalmente, as técnicas de comutação não dissipativas à corrente ou tensão nula utilizam circuitos ressonantes para provocar a anulação da tensão e/ou da corrente em um circuito de potência [12]. A redução das perdas no cicloconversor pode também ser obtida através de duas técnicas, entre outras, que não utilizam circuitos ressonantes. A primeira delas anula a tensão anula a tensão de alimentação do cicloconversor quando da inversão da tensão no barramento [20]. Devido à indutância de dispersão do transformador na entrada do cicloconversor, pode-se obter no intervalo de transição da polaridade da tensão de alimentação do cicloconversor uma anulação das correntes nas chaves de modo a obter-se

Fundamentação Teórica

Capítulo 2 14

uma comutação simultânea à corrente e à tensão nula [20]. A segunda técnica apresentada utiliza o princípio de comutação através da fonte [10], que permite a comutação não dissipativa em todas as chaves durante o intervalo no qual o cicloconversor apresenta tensão na entrada. 2.3.1. Técnica de comutação a tensão nula – CTN Considere-se o cicloconversor operando com modulação PWM vetorial (SV-PWM). A observação deste tipo de operação mostra que o pulso de maior duração das tensões de linha é menor que meio período da tensão de entrada do mesmo, conforme ilustrado na Figura 2.7. Existe um intervalo em que a tensão de alimentação não é aplicada aos terminais de saída do cicloconversor, desta forma, não é necessário que o mesmo seja alimentado durante todo o período da tensão de entrada. Na Figura.2.7, a forma de onda da tensão “utilizável” na alimentação do cicloconversor é comparada a uma onda quadrada. Observa-se que as larguras dos pulsos da tensão de entrada do cicloconversor correspondem à maior largura dos pulsos das tensões de linha na saída do mesmo.

Figura 2.7 – Composição da tensão de entrada do cicloconversor a partir dos pulsos PWM

Sabendo-se que a alimentação do cicloconversor é suprida pela saída de um inversor de alta freqüência na configuração ponte completa (Figura 2.8), pode-se tirar proveito das características de comando do mesmo e realizar o chaveamento desejado para se ter na saída do inversor o pulso de alta frequência na largura necessária. O Conversor completo (Inversor + Transformador + Cicloconversor), encontra-se na Figura 2.9.

Fundamentação Teórica

Capítulo 2 15

Uma técnica que permite a anulação da tensão na saída de um inversor fonte de tensão em ponte [11], operando em onda quadrada, consiste no defasamento dos pulsos de comando entre os braços que pode ser facilmente obtido através de comando via microprocessador.

Figura 2.8 – Inversor fonte de tensão em ponte completa

Na aplicação em questão, as chaves do inversor serão comandadas pelo pulso de maior duração (ou o sinal correspondente a maior largura de pulso, MP) na saída do cicloconversor durante um período de chaveamento. Por ser MP o sinal escolhido correspondente ao pulso de maior largura dentre as três fases, este apresentará no decorrer do período de 60Hz uma largura variável. Para que as chaves do cicloconversor comutem à tensão nula é necessário que elas mudem de estado na região de tensão zero da tensão de entrada. Para isto acontecer, os pulsos PWM originais devem ser deslocados para região de tensão nula. A Figura 2.10 ilustra bem o processo discutido. Considere-se que em um determinado intervalo as tensões de linha na saída do cicloconversor tenham o comportamento mostrado na Figura 2.10(a). A tensão na saída do inversor primário é o pulso de maior duração das tensões de linha de linha na saída do cicloconversor, conforme mostrado na figura Figura 2.10(b). Para um cicloconversor operando com modulação vetorial simétrica ou hibrida, os sinais PWM de comando, são tais como mostrado na Figura 2.10(c). Os deslocamentos dos pulsos de comando para a região de tensão nula Figura 2.10(d) permitem a realização da CTN.

Figura 2.9 – Conversor CC/CA monofásico/trifásico

Fundamentação Teórica

Capítulo 2 16

Figura 2.10 – Síntese dos sinais PWM para o cicloconversor

2.3.2. Técnica de comutação a corrente nula – CCN A tensão de saída do inversor (Figura 2.8) alimenta a entrada do cicloconversor (Figura 2.1) através de um transformador de alta freqüência, desta forma, existe um problema de sobretensão nas chaves nos instantes de chaveamento do cicloconversor devido a indutância de dispersão. A utilização de circuitos snubbers para supressão destes surtos é uma medida simples, todavia a eficiência do cicloconversor é prejudicada. Pode-se também utilizar grampeadores ativos de tensão [21], porém esta alternativa implica em maior custo e complexidade dos circuitos de comando. A literatura técnica apresenta algumas soluções bastante simples tal como a utilizada em [17] onde a corrente no indutor se anula através da inversão da polaridade da tensão de entrada, e a denominada de comutação natural através da fonte, utilizada em [10].

Fundamentação Teórica

Capítulo 2 17

Na Figura 2.11 encontram-se detalhadas as quatro etapas do processo de comutação natural em um braço do cicloconversor. Na etapa 2, devido a indutância de dispersão f há condução simultânea de ./ e de .3/ (já que nem a corrente em ./ cresce instantaneamente, nem a corrente em .3/ decresce instantaneamente) durante um intervalo chamado de sobreposição. O intervalo de sobreposição dos pulsos de comando é dado por:

sendo:

+P =

!gO hi Pj

(2.41)

f - Indutância de dispersão do transformador; k+ - Corrente em f no momento da comutação; Como os interruptores são acionados no disparo e no bloqueio, é necessário para tal processo poder se realizar, que a partir do instante no qual a chave ./ é acionada, .3/ permaneça em condução durante um intervalo tal que haja anulação da corrente na mesma e a chave possa comutar sem perdas (corrente nula). Assim a transferência da corrente de .3/ para ./ se dá de forma suave.

Figura 2.11 – Etapas de transição para realização da comutação natural em um braço do cicloconversor

3. RESULTADOS E DISCUSSÕES

Resultados e Discussões

Capítulo 3 19

3. RESULTADOS E DISCUSSÕES Para verificação do comportamento do conversor, foram realizadas simulações utilizando o programa PSIM 6.0. Nas secções 3.1, 3.2 e 3.3, serão apresentados os resultados de simulação para o CTTB operando no modo 180º, com modulação vetorial e com modulação híbrida respectivamente. Na secção 3.4, serão apresentados os resultados de simulação para o conversor completo CC/CA monofásico/trifásico operando com CTN e nas secções 3.5 e 3.6 serão apresentados os resultados para o conversor CC/CA monofásico/monofásico operando com CTN e CTN/CCN respectivamente.

3.1. CICLOCONVERSOR TRIFÁSICO A TRÊS BRAÇOS OPERANDO NO MODO 180º Resultados de simulação do cicloconversor, operando no modo descrito na secção 2.1 do capítulo 2, são mostrados na Figura 3.1. Na Figura 3.2 são mostrados os pulsos de comando para as chaves , R( Rsp ou Rip), S (Ssp ou Sip) e T (Tsp ou Tip). Parâmetros da simulação:

l = 100 – Amplitude da tensão de entrada; f = 10mn . = 10Ω – Carga RL trifásica; o = 5Inp – Frequência de chaveamento;

as Figura 3.1 – Resultado de simulação para o cicloconversor operando no modo 180º

Os picos de tensão presentes nas tensões fase-neutro da Figura 2.3, ocorrem devido a mudança de polaridade da tensão de entrada, quando as chaves de índice s (superior) abrem e as de índice i (inferior) fecham, ou vice-versa.

Resultados e Discussões

Capítulo 3 20

Figura 3.2 – Pulsos de comando para as chaves do cicloconversor operando no modo 180º

Resultados e Discussões

Capítulo 3 21

3.2. CICLOCONVERSOR TRIFÁSICO A TRÊS BRAÇOS OPERANDO COM MODULAÇÃO VETORIAL SIMÉTRICA Os resultados de simulação para o cicloconversor operando no modo descrito na secção 2.2 do capítulo 2 se encontram na Figura 3.3 e Figura 3.4. Observa-se que as correntes (Figura 3.3) não possuem distorção acentuada como as apresentadas no funcionamento em 180º. Na Figura 3.4 encontram-se os pulsos de comando para as chaves. Parâmetros da simulação:

l = 100 – Amplitude da tensão de entrada; f = 10mn . = 10Ω – Carga RL trifásica; o = 5Inp – Frequência de chaveamento;

Figura 3.3 – Resultado de simulação para o cicloconversor operando com modulação vetorial simétrica

Figura 3.4 – Pulsos de comando para o cicloconversor operando com modulação vetorial simétrica

Resultados e Discussões

Capítulo 3 22

3.3. CICLOCONVERSOR TRIFÁSICO A TRÊS BRAÇOS OPERANDO COM MODULAÇÃO HÍBRIDA Os resultados de simulação para o cicloconversor operando no modo descrito na secção 2.3 do capítulo 2 se encontram na Figura 3.5. Observa-se que as correntes e os pulsos de comando (Figura 3.6) são semelhantes aos encontrado com a modulação vetorial simétrica. Parâmetros da simulação:

l = 100 – Amplitude da tensão de entrada; f = 10mn . = 10Ω – Carga RL trifásica; o = 5Inp – Frequência de chaveamento; a = 0,5 – razão de distribuição vetorial;

c Figura 3.5 – Resultado de simulação para o cicloconversor operando com modulação híbrida

Figura 3.6 – Pulsos de comando para o cicloconversor operando com modulação vetorial híbrida

Resultados e Discussões

Capítulo 3 23

3.4. CONVERSOR CC/CA MONOFÁSICO/TRIFÁSICO COM REDUÇÃO DE PERDAS ATRAVÉS DE COMUTAÇÃO A TENSÃO NULA (CTN) Os resultados de simulação para o conversor em questão (Figura 3.7) operando no modo descrito na secção 2.4 do capítulo 2 se encontram na Figura 3.8. Os deslocamentos dos pulsos de comando ocorrem de modo que as chaves comutam nos intervalos de tensão nula na entrada (Figura 3.9).

Figura 3.7 – Conversor CC/CA monofásico trifásico

Parâmetros da simulação:

l = 100 – Amplitude da tensão de entrada; f = 10mn . = 10Ω – Carga RL trifásica; o = 5Inp – Frequência de chaveamento;

Figura 3.8 – Resultado de simulação para o cicloconversor operando com comutação a tensão nula

Resultados e Discussões

Capítulo 3 24

Figura 3.9 – Pulsos de comando para o cicloconversor operando e tensão de entrada para operação com comutação a tensão nula

Capítulo 3

Resultados e Discussões

25

3.5. CONVERSOR CC/CA MONOFÁSICO/MONOFÁSICO COMPLETA COM COMUTAÇÃO A CORRENTE NULA (CCN)

EM

PONTE

Os resultados apresentados nesta secção (Figura 3.11 e 3.12) dizem respeito ao conversor CA/CC monofásico/monofásico (Figura 3.10) operando no modo descrito na secção 2.5 do capítulo 2. Investigamos o funcionamento da CCN em um cicloconversor monofásico para depois aplicar a técnica em um cicloconversor trifásico. Parâmetros da simulação: l = 100 – Amplitude da tensão de entrada; f = 10mn . = 10Ω – Carga RL trifásica; o = 5Inp – Frequência de chaveamento; f = 0,65mn – Indutância de disperão do transformador;

Figura 3.10 – Configuração Inversor em ponte completa + Transformador de alta freqüência + Cicloconversor monofásico em ponte completa

A tensão de entrada é obtida através de um inversor monofásico em ponte completa (Figura 2.8), que é conectado ao cicloconversor através de um transformador de alta frequência. A sobreposição dos pulsos de comando provoca um curto circuito no braço do cicloconversor, através da indutância de dispersão do transformador, o que acarreta uma anulação da tensão de entrada durante este período [1]. Há, também, uma queda de tensão quando a corrente flui através da indutância de dispersão do secundário [1]. Na Figura 3.11 (b) podemos observar estas distorções que ocorrem na tensão de entrada do cicloconversor.

Figura 3.11 – Resultado de simulação para o cicloconversor operando com comutação a corrente nula

Resultados e Discussões

Capítulo 3 26

Figura 3.12 – Detalhes da tensão de entrada do cicloconversor e da comutação das correntes

Uma forma de diminuir a distorção causada pela sobreposição dos sinais de comando é a utilização das técnicas combinadas de comutação a corrente e tensão nula.

Resultados e Discussões

Capítulo 3 27

3.6. CONVERSOR CC/CA MONOFÁSICO/MONOFÁSICO COM COMUTAÇÃO A CORRENTE E TENSÂO NULA (CCN-CTN) Nesta secção será realizada a combinação das técnicas de comutação CTN e CCN no conversor da Figura 3.10.Os resultados de simulação encontram-se nas Figuras 3.13 e 3.14. Parâmetros da simulação: l = 100 – Amplitude da tensão de entrada; f = 10mn . = 10Ω – Carga RL trifásica; o = 5Inp – Frequência de chaveamento; f = 0,65mn – Indutância de disperão do transformador;

Figura 3.13 – Resultado de simulação para o cicloconversor operando com comutação a corrente e tensão nula

A Figura 3.14 apresenta a tensão de entrada. Observa-se que a tensão produzida pelo inversor primário é a “tensão utilizável” pelo cicloconversor secundário, assim, os pulsos de comando para as chaves do cicloconversor são deslocados de forma que as comutações ocorrem na região de tensão nula (Figura 3.14).

Figura 3.14 – Pulso de comando para as chaves do cicloconversor e tensão na entrada l

Resultados e Discussões

Capítulo 3 28

A sobreposição dos pulsos de comando prova uma distorção na tensão de entrada como observado na Figura 3.12. Com a combinação das técnicas CTN e CCN esta distorção é diminuída já que o curto-circuito no braço do cicloconversor, provocado pela superposição dos pulsos, ocorre no intervalo de tensão nula (Figura .3.15).

Figura 3.15 - da tensão de entrada do cicloconversor e da comutação das correntes

4. CONSIDERAÇÕES FINAIS

Considerações Finais

Capítulo 4 30

4. CONSIDERAÇÕES FINAIS A partir dos resultados de simulações foi observado que a topologia e as estratégias de comando proposta satisfazem os requisitos estabelecidos. Para o conversor CC/CA monofásico/monofásico todas as comutações das chaves do cicloconversor ocorrem à tensão nula. Já no conversor CC/CA monofásico/trifásico as comutações que não ocorrerem a tensão nula, ocorrem a corrente nula. Durante o desenvolvimento deste trabalho, foi possível observar que em vários momentos foi necessário lançar mão de conhecimentos adquiridos em algumas disciplinas do curso de Engenharia Elétrica desta instituição. Disciplinas como Circuitos Elétricos e Eletrônica de Potência foram fundamentais para o desenvolvimento deste trabalho. Vale a pena salientar, que em alguns momentos, foi necessário buscar conhecimentos que estavam além do escopo da graduação, como por exemplo, o estudo das técnicas, levando o aluno ao estudo e pesquisa de outras alternativas, e desenvolvimento de suas próprias soluções baseado na literatura cientifica.

4.1.

TRABALHOS FUTUROS Com base neste estudo é possível a realização dos seguintes trabalhos futuros:

• • • • •

Aplicação das técnicas conjuntas CTN/CCN ao conversor CC/CA monofásico/trifásico; Estudo de perdas; Estudo das distorções harmônicas das formas de onda de corrente e tensão de saída; Projeto e dimensionamento do transformador de alta frequência; Montagem experimental do conversor proposto;

5. REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

Referências Bibliográficas

Capítulo 7 32

5. REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS [1]

Akdag, A., Stefanutti, P., Meysenc, L., Hugo, N. “Overlap Time and Voltage Drop Compensationin an AC/AC Converter”, Industry Applications Conference, 2003, p. 205-212

[2]

Bedford, B. and Hoft, R , “Principles of inverter circuits”, New York: Jonh Wiley & Sons, Inc., 1964.

[3]

Blasko, V. “Hybrid PWM strategy combining modified space vector and triangle comparison methods”, IEEE PESC’96 Conf. Rec., p. 1872-1878.

[4]

Busse, A. and Holtz, J. “Multiloop control of a unity power factor fast switching ac to dc converter”, IEEE PESC’82 Conf. Rec., p. 171-179.

[5]

Del Valle, J., Rodriguez, J. & Contreras, G. “Tecnicas de modulation vectorial en inversores trifasicos” Anais do 1º COBEP, 1991, p. 234-238.

[6]

Hava, A. M.; Kerkman, R. J.; Lipo, T. A. “A high performance generalized discontinuous PWM algorithm”, In: Proc. of IEEE APEC’97, 1997, p.886-894.

[7]

Jacobina, C. B., Lima, A. M. N. & Silva, E. R. C. “PWM space vector based in digital scalar modulation”, IEEE PESC’97 Conf. Rec., p. 606-611.

[8]

Junior, A. S. O. “Estrategia Generalizada de Modulação por Largura de Pulso para inversores multiníveis”, Tese de D.Sc Programa de Pós Graduação em Engenharia Elétrica – UFCG, Campina Grande 2005

[9]

Lee, Y. H.; Kim, H. Y.; Hyun, D. S. “A novel SVPWM strategy considering DC-link balancing for a multi-level voltage source inverter”, In: Proc. of IEEE APEC’99, v.1, 1999, p.509-514.

[10]

Matsui, M., Nagai, M., Mochizuki, M. and Nabae, A., “High-frequency link dc/ac converter with supressed snubber circuits – naturally commutated phase angle control with self turn –off devices”, IEEE IAS’93 Conf. Rec., p. 827-834.

[11]

Mohan, N. “Power electronics, converters, applications and design”, New York: Jonh Wiley & Sons, Inc., 1989

[12]

Rashid, M. H., Eletrônica de Potência – Circuitos e Aplicações, 2a Ed., São Paulo: Makron Books, 1999.

[13]

Rodrigues, M. A.. T. A. , “Conversor CA/CA Monofásico/Trifásico Isolado por Transformador de Alta Frequência: Estratégias de Comando”, Dissertação de mestrado, COPELE/CCT/UFPB, Campina Grande, 1999.

[14]

Seo, J. H.; Choi, C. H. “Compensation for the neutral-point potencial variation in threelevel space vector PWM”, In: Proc. of IEEE APEC’01, v.2, 2001, p.1135-1140.

[15]

Van der Broek, H. W and Skundelny, H. C. “Analysis and realization of a pulsewidth modulator based on voltage space vector” IEEE Trans. Ind. Appl. Vol. 24 n.1 1988 Jan/Feb p. 142-149.

Referências Bibliográficas

Capítulo 7 33

[16]

Veenstra, M.; Rufer, “A. PWM-control of multi-level voltage-source inverters”. In: Proc. of IEEE PESC’00, v.3, 2000, p.1387-1393.

[17]

Vidor, D. L. R. “Estudo e realização de um conversor cc/ca com comutação suave utilizando um transformador de alta frequência”, Dissertação de Mestrado, UFSC, Florianópolis 1993.

[18]

Wang, F. “Sine-triangle versus space-vector modulation for three-level PWM voltage-source inverters”, IEEE Transactions on Industry Applications, v.38, n.2, p.500506, March/April 2002.

[19]

Wu, H.; He, M. “Inherent correlation between multilevel carrier-based PWM and space vector PWM: principle and application”, In: Proc. of IEEE PEDS’01, v.1, 2001, p.276281.

[20]

Yamato, I. and Tokunaga N. “Power loss reduction techniques for three phase high frequency link dc/ac converter”, IEEE PESC’93, p. 663-668.

[21]

Yamato, I., Tokunaga, N., Matsuda, Y., Suzuli, Y. and Amano, H. “High frequency link DC-AC converter for UPS with new voltage clamper”, IEEE PESC’90 Conference Record, p. 749-756.