Cursuri Tv Examen - Teorie.pdf

Spectrul Vizibil  Roşu 650 – 780 nm  Portocaliu 590 – 650 nm  Galben 550 – 590 nm  Verde 490 – 550 nm  Albastru 430 – 490 nm  Violet 380 – 430 nm Radiaţie monocromatică – este radiaţia luminoasă compusă din radiaţii electromagnetice având o singură lungime de undă sau mai multe lungimi de undă, toate cuprinse într-o bandă foarte îngustă de cca. 2- 5 nm şi pentru care ochiul are senzaţia de nuanţă distinctă. Ochiul percepe senzaţii distincte la fiecare cca . 2-5 nm ; există 150 – 200 nuanţe cromatice grupate în următoarele culori : Roşu Portocaliu Galben Verde Albastru Violet

- 57 nuanţe - 12 nuanţe - 24 nuanţe - 12 nuanţe - 29 nuanţe - 16 nuanţe

Fig1. Spectrul vizibil

Sensibilitatea spectrală relativă Pe o suprafaţă sunt proiectate radiaţii optice avănd aceeaşi intensitate. Se parcurg toate radiaţiile monocromatice şi se observă senzaţia de luminozitate percepută de subiectul uman. Notând cu 1 senzaţia de luminozitate cea mai puternică, prin comparaţie cu această valoare se trasează (evident experimental, cu un număr mare de subiecţi umani) curba din fig.2. denumită curba sensibilităţii spectrale relativă. Această experienţă pune în evidenţă:

1

  

Ochiul uman percepe senzaţii luminoase numai pentru lungimi de undă cuprinse între 380nm şi 780 nm ( ceea ce de fapt se ştia deoarece chiar aşa s-a definit spectrul vizibil). Percepţia maximă are loc la mijlocul spectrului vizibil, pentru radiaţia monocromatică de λ = 556 nm. Culorile primare R, G şi B (aşa cum vom vedea, culorile Red, Green, Blue poartă denumirea de culori primare) au sensibilităţi de 0,46 , 0,9 şi respectiv 0,17.

Fig.2. Curba sensibilităţii spectrale relative pentru ochiul uman

Amestecul culorilor Amestec : prin amestecul mai multor radiaţii monocromatice, omul are senzaţia unei culori noi care poate diferi de culorile componente ale amestecului; omul nu poate separa culorile componente ale amestecului. Lungime de undă dominantă pentru o radiaţie luminoasă compusă (amestec) este lungimea de undă a radiaţiei monocromatice care creează senzaţia cea mai apropiată de senzatia radiaţiei luminoase a amestecului; se notează λd Amestecul poate fi clasificat în mai multe moduri. Amestec : 1. aditiv (amestec de sinteză) 2. substractiv

2

Pentru a ilustra amestecul aditiv, considerăm trei surse de lumină R, G şi B care emit fascicole luminoase spre un ecran unde acestea se suprapun, fig.4. şi fig.3. stânga. În figură se pot distinge :  culorile primare R, G şi B.  amestecurile R+G (galben) ; G+B (cyan, turcoaz sau bleu); R+B (mov, magenta sau purpuriu).  Amestecul R+G+B = alb În cazul amestecului substractiv se consideră o sursă de lumină albă în spatele a trei filtre luminoase, fig.3. dreapta; filtrele sunt unul de tip opreşte roşu, al doilea opreşte verde şi ultimul opreşte albastru.

Fig.3. Amestec aditiv (trei raze, R, G şi B) şi respectiv substractiv (din lumina albă)

Fig.4.Trei surse luminoase R, G şi B care emit simultan sau succesiv

Amestec (din punct de vedere al timpului):  concomitent  succesiv (prin fuziune)

3

În cazul experienţei din fig.4., dacă sursele luminoase nu emit simultan ci emit succesiv, cu frecvenţă mai mare decât frecvenţa de fuziune, atunci se produce amestecul aditiv. Amestec (din punct de vedere al poziţiei radiaţiilor componente):  suprapus  adiacent (prin fuziune) În fig.5. se ilustrează faptul că pixelii de culoare diferită ai unui display CRT, fiind priviţi de la o oarecare distanţă, nu mai sunt percepuţi distinct. Ochiul uman face fuziunea între detaliile alăturate şi percepe o culoare rezultată prin amestec aditiv.

Fig.5. Amestec prin fuziunea pixelilor alăturaţi în cazul unui display CRT Pentru a realiza diverse reglaje de culoare, în televiziune se foloseşte o imagine formată din coloane verticale colorate în culorile primare ( R, G şi B) şi combinaţii ale acestora (R+G+B, R+G, R+B, G+B). Această imagine, fig.6., poartă numele de mira TV color. Coloanele sunt aranjate în ordinea descrescătoare a luminozităţii lor.

Fig.6. Mira TV color

4

În fig.7. se prezintă un alt exemplu de sinteză aditivă a culorilor, construit pe calculator cu programul Paint (şi în Word această posibilitate). Conform acestui program, culorile care participă la sinteză sunt R, G şi B iar cantitatea de culoare participantă la amestec putând fi aleasă cu un număr întreg din intervalul de la 0 la 255. În exemplul construit în fig.7. s-au ales numai amestecuri de două culori dintre cele trei (pe coloanele din dreapta sunt precizate cantităţile participante la amestec).

Fig.7. Culori sintetizate pe calculator în programul Paint

Sistemul HSL Sistemul HSL caracterizează imaginile colorate prin atribute foarte convenabile din punct al percepţiei umane : Hue – nuanţă; Saturation – saturaţie; Luminance – luminanţă. Aceleaşi atribute se regăsesc utilizate intens şi în televiziunea color. Nuanţa ( Hue ) – exprimă senzaţia de culoare a unei surse luminoase. Nuanţa este acea proprietate a radiaţiei luminoase care descrie faptul că la lungimi de undă diferite, radiaţiile luminoase creează senzaţii diferite în creierul uman; aceste senzaţii distincte sunt dobândite de om în urma unui proces de educare şi învăţare şi poartă numele de senzaţii de culoare sau nuanţă. Cu ajutorul nuanţei deosebim şi caracterizăm culorile cromatice din spectrul vizibil : roşu, verde, galben, albastru, etc. Se spune că lungimea de undă a radiaţiei luminoase poartă informaţia de culoare; evident în cazul unui amestec de culori, există întotdeauna o lungime de undă dominantă, notată λd , care dă senzaţia de culoare a amestecului. Culorile alb, gri, negru sunt acromatice, adică nu au nuanţă (culoare); de fapt acestea reprezintă lumina albă (amestec de radiaţii cu toate lungimile de undă) cu diverse valori pentru intensitate (intensitate maximă pentru alb; intensităţi medii pentru gri; intensitate foarte mică pentru negru). Luminanţă ( Luminance) – luminanţa unei surse luminoase caracterizează intensitatea radiaţiei luminoase; pentru o anumită sursă de lumină, ea este întotdeauna aceeaşi şi poate fi măsurată în mod obiectiv. Strălucirea unei surse luminoase reprezintă senzaţia de lumină pe care o percepe ochiul uman; evident că pentru luminanţe diferite, radiaţiile luminoase creează senzaţii de străluciri

5

percepute diferit de scoarţa cerebrală; ca urmare strălucirea (senzaţia de lumină – o percepţie subiectivă) este strâns legată de luminanţă (mărime obiectivă) şi de aceea de multe ori se face confuzie între cele două noţiuni. Senzaţia de strălucire depinde de condiţiile de mediu în care se priveşte o imagine, de unghiul sub care ochiul primeşte radiaţia luminoasă, etc. De exemplu, în timpul nopţii stelele au o strălucire mai puternică decât în timpul zilei, deşi luminanţa lor este aceeaşi. Percepţia luminanţei, distinctă în funcţie de intensitatea radiaţiei luminoase, este o percepţie acromatică . Saturaţia (Saturation )- exprimă intensitatea senzaţiei de culoare şi se apreciază prin gradul de diluare cu alb a culorii pure de lungime de undă dominantă. Ca urmare, saturaţia apreciază cantitatea de culoare pură din întreaga senzaţie vizuală sau cantitatea de alb pe care o conţine o imagine colorată; Saturaţie = puritate = diluare = pastelare Coeficient de puritate se calculează cu P 

B λ

d B

unde B este strălucirea.

Culorile acromatice au P=0 în timp ce radiaţiile monocromatice au P=1. Observaţie: În programele Paint sau Word, utilizatorul poate defini culori atât indicând valorile coeficienţilor RGB cât şi alegând coeficienţi HSL. Bineînţeles că există relaţii bine stabilite de conversie a coeficienţilor RGB în coeficienţi HSL

Legile (axiomele) lui GRASSMAN Axiomele Grassman se referă la amestecul culorilor, au fost deduse empiric şi sunt în număr de trei. 1. Orice culoare C poate fi obţinută din amestecul aditiv a trei culori P1, P2 şi P3. Componentele amestecului nu pot fi separate de sistemul vizual uman. Cele trei culori P1, P2 şi P 3 sunt liniar independente, adică nici una dintre ele nu poate fi obţinută din amestecul celorlalte două. Ele poartă numele de culori primare. Relaţia care descrie această lege este :

C  α1P1  α 2 P2  α 3 P3 Prin αi s-a notat cantitatea de culoare Pi care participă la amestec. 2. Proprietate de liniaritate a amestecului este descrisă prin două formulări.

2.1.

Dacă culoarea C1 egalează senzaţia produsă de culoarea C2 şi culoarea C3 egalează senzaţia produsă de culoarea C4, atunci amestecul dintre culorile C1 şi C3 egalează senzaţia produsă de amestecul dintre culorile C2 şi C4; ca relaţie, această proprietate se descrie astfel

6

dacă C1  C 2 şi C 3  C 4 atunci C1  C3  C 2  C 4 2.2. Dacă C se obţine din amestecul culorilor P1, P2 şi P3 conform C  α1P1  α 2 P2  α 3 P3 atunci crescând culorile componente cu acelaşi factor se obţine tot culoarea C, dar cu intensitate mai mare, adică Dacă C  α1P1  α 2 P2  α 3 P3 atunci C  α1P1  α 2 P2  α 3 P3 reprezintă tot culoarea C dar de intensitate mărită. 3. Luminanţă amestecului de culori este egală cu suma luminanţelor culorilor componente, adică : BC  BP1  BP2  BP3 Concluzie: Dacă se stabilesc trei culori primare P1, P2 şi P3, atunci orice culoare din spectrul vizibil poate fi definită prin cei trei coeficienţi α1, α2 şi α3.

Sistem colorimetric RGB CIE CIE a stabilit drept culori primare culorile roşu, verde şi albastru, adică exact culorile pentru care celulele de pe retina ochiului uman sunt sensibile (CIE = Commision Internationale de l’Eclairage = International Commission on Ilumination). Culorile primare care au fost alese corespund radiaţiilor monocromatice : R Red roşu λ= 700 nm G Green verde λ= 546,1 nm B Blue albastru λ= 435,8 nm În conformitate cu prima axiomă Grassman, orice culoare C poate fi exprimată în funcţie de aceste culori primare, adică

C  α1 R  α 2 G  α 3 B Se înmulţeşte relaţia de mai sus cu coeficientul

r

α1 α1  α 2  α 3

, g

α2 α1  α 2  α 3

şi b 

1 α1  α2  α3

şi apoi se face notaţia

α3 α1  α 2  α 3

În conformitate cu relaţia 2.2. de la axiomele Grassman se obţine : C = rR + gG + bB

Unde s-a neglijat coeficientul care înmulţeşte culoarea C deoarece acesta nu stabileşte o altă culoare C (modifică numai luminanţa acesteia!). Relaţia de mai sus poartă numele de ecuaţie colorimetrică unitară şi defineşte în mod unic culoarea C, indiferent de strălucirea ei. Observaţie : coeficienţii r, g, b îndeplinesc condiţia r + g + b = 1. Coeficienţii r, g, b poartă numele de coordonate tricromatice ale culorii C şi definesc în mod unic această culoare. 7

Experimental s-a constatat că pentru a obţine senzaţia de lumină albă, culorile RGB trebuie amestecate astfel încât fluxurile luminoase ΦR, ΦG şi ΦB să fie în raportul ΦR : ΦG : ΦB = 1 : 4,59 : 0,06 Cu relaţii similare celor de mai sus, se calculează coeficienţii tricromatici ai culorii alb: Alb ↔ r = 0,177, g = 0.812 şi b = 0,011

Reprezentarea culorilor monocromatice cu ajutorul coordonatelor r, g, b. O primă reprezentare are în vedere o reprezentare plană pentru care abscisa este lungimea de undă a radiaţiei monocromatice iar pe ordonată se reprezintă coordonatele r, g, b , fig.8.. Valorile acestor coordonate s-au stabilit experimental. Utilizarea acestor grafice se face astfel : de exemplu, pentru a crea senzaţia corespunzătoare culorii C1 ce corespunde radiaţiei cu λ=510 nm, se foloseşte un amestec RGB care din grafice se calculează cu r1 = -1,377 , b1 = 1,937 şi b1 = 0,400. Observaţie : semnul plus înseamnă amestec aditiv iar semnul minus amestec substractiv !

Fig. 8. Coordonatele r(λ), g(λ) şi r(λ) ale culorilor monocromatice pure O altă reprezentare, mai des utilizată, ţine cont de legătura dintre cele trei coordonate, adică relaţia r + g + b = 1. În acest caz drept abscisă este coordonata r şi ordonată coordonata g. Culorile monocromatice sunt plasate de-a lungul curbei din fig.9. pe care este marcată lungimea de undă a radiaţiei corespunzătoare.

8

Fig.9. Reprezentarea culorilor monocromatice în planul de coordonate r şi g De exemplu, pentru culoarea C1 având λ=510 nm din Fig.9. se determină r = -1,377 , g = 1.937 şi apoi se calculează b ca fiind diferenţa până la valoarea 1. Sistem XYZ O reprezentare unitară a întregului spectru vizibil, care să nu ţină cont de modul particular de alegere culorilor primare R, G şi B, defineşte sistemul colorimetric pornind de la trei culori artificiale (vezi fig.10. – culorile XYZ sunt în exteriorul curbei culorilor monocromatice), inexistente în natură şi notate X, Y şi Z. Aceste culori sunt astfel plasate încât să cuprindă în interiorul triunghiului XYZ întregul spectru vizibil ceea ce va atrge drept consecinţă faptul că spectrul vizibil reprezentat în noile culori primare, fig.11., se va afla în întregime in primul cadran.

Fig.10. Poziţia culorilor X, Y şi Z în reprezentarea plană specifică sistemului RGB

9

Coordonatele celor trei culori sunt: X : r = 1,275 ; g = -0,2778 ; b = 0,0028 Y : r = -1,7394 ; g = 2.7674 ; b = -0,028 Z : r = -0,7429 ; g = 0,1409 ; b = 1,6020 Aplicând o metodă similară cu cea din paragraful precedent, pentru o culoare oarecare C se va obţine ecuaţia colorimetrică : C = xX + yY zZ unde x, y şi z coordonatele culorii C. Evident şi în acest caz x+y+z=1 Culorile monocromatice reprezentate în sistemul XYZ arată ca în fig.11.

a. b. Fig.11. Reprezentarea plană a culorilor monocromatice în sistemul XYZ În legătura cu aceasţă reprezentare facem următoarele observaţii (valabile de altfel şi în reprezentarea RGB):  Dacă se consideră două culori monocromatice C1 şi C2 atunci pe dreapta ce uneşte aceste puncte se va găsi orice culoare de amestec aditiv între acestea două, adică orice culoare de tipul C = αC1 + βC2 unde 0 ≤ α , β ≤1 (fig.10.b.)  Dacă se consideră trei culori monocromatice C3 , C4 şi C5 atunci orice culoare de tip amestec aditiv între aceste trei culori, C = αC3 + βC4 +γC5 se va găsi în interiorul triunghiului C3C4C5. Consecinţe: o Dreapta care uneşte culorile R si B cuprinde culori de amestec ale acestora două şi poartă numele „dreapta culorilor purpurii”. o Spaţiul plasat în interiorul curbei închise delimitat de curba culorilor monocromatice şi dreapta culorilor purpurii va cuprinde culori rezultate din amestecul tuturor radiaţiilor monocromatice, adică va cuprinde culori care au în compunerea lor şi culoarea albă – adică va cuprinde culori „pastelate” (nesaturate).

10

Concluzie : în reprezentarea plană a culorilor sunt cuprinse toate culorile din natură; pe circumferinţă sunt plasate culorile monocromatice, saturate sau pure. În interiorul acestei curbe sunt plasate culorile nesaturate, pastelate. Undeva spre centru se va găsi şi culoarea albă. În fig.12. se prezintă două imagini color (două imagini preluate din surse bibliografice diferite spre a diversifica exemplele din literatură), pentru reprezentarea culorilor în spaţiul XYZ

a.

b. Fig.12. Reprezentarea culorilor în sistemul XYZ

Specific display-ul TV (fie CRT, LCD sau Plasmă) este faptul că acesta poate realiza numai sinteză aditivă a culorilor pornind de la pixelii cu care este dotat display-ul. Din fig.12. se observă că alegând convenabil culorile primare RGB, triunghiul de sinteză RGB „acoperă bine” dar nu în totalitate spaţiul culorilor existente din natură. De aici se vede bine motivul pentru care fabricanţii de display aleg cu grijă culoarea pentru pixeli (şi în unele cazuri uşor diferit de la fabricant la fabricant) astfel încât să realizeze o acoperire cât mai completă a culorilor existente în natură.

11

1. Metode de explorare 1.1. Explorare liniară Imaginea de televiziune are forma dreptunghiulară. Totalitatea punctelor unei imagini TV poartă numele de cadru. Pentru a putea crea senzaţia de continuitate a imaginii, cadrele sunt reluate succesiv, cu o frecvenţă mai mare decât frecvenţa de fuziune a ochiului (frecvenţa de “refresh”). În funcţie de natura aplicaţiei (imagini TV, imagini radar) detaliile imaginii pot fi explorate în diverse moduri (liniar, circular). În cazul televiziunii, atât datorită formei imaginii (dreptunghiulară) cât şi datorită modului de construcţie a primelor dispozitive de captate şi redare a imaginii (tuburi cu vid utilizând pentru explorare fascicole de electroni) a fost standardizată explorarea liniară: imaginea TV este explorată linie cu linie de sus în jos, iar în cadrul unei linii, de la stânga la dreapta. Ambele deplasări ale elementului de explorare (de sus în jos şi de la stânga la dreapta) se Fig. 1. Rastru TV efectuează cu viteză constantă. Totalitatea liniilor de explorare ale unui cadru poartă numele de rastru. Dacă vom nota cu x(t) şi y(t) deplasarea elementului de explorare pe orizontală, respective pe verticală, Fig.2, atunci aceste deplasări vor avea graficele sub forma de “dinte de fierăstrău”

Fig. 2. Explorare liniară pe orizontală şi verticală În legătură cu o astfel de deplasare se poate pune în evidenţă: - coordonata 0 corespunde poziţiei din centrul imaginii (atât pentru x(t) cât şi pentru y(t)); - T = Td + Ti , perioada de repetiţie a deplasării;

1

- Td , durata cursei directe (activă sau utilă); în acest interval de timp elementul de explorare explorează imaginea şi din această cauză este foarte important ca deplasarea să se facă cu viteză constantă, vezi şi Fig.2; - Ti , durata cursei de întoarcere (cursa inversă); pe durata cursei de întoarcere, elemental de explorare este blocat (în mod concret, de exemplu, în cazul tubului cinescop, fascicolul de electroni este blocat) şi în consecinţă, în această porţiune nu interesează liniaritatea deplasării; de regulă interesează numai faptul ca această cursă (inversă) să dureze cât mai puţin. Pe durata cursei inverse are loc întoarcerea elementului de explorare (de la dreapta la stânga pentru explorarea pe orizontală şi de jos în sus pentru explorarea pe verticală); În mod consacrat se vor folosi notaţiile: H pentru deplasarea pe orizontală V pentru deplasarea pe verticală Ca urmare se poate scrie: TH = TdH + TiH TV = TdV + TiV Elementul de explorare este supus simultan deplasărilor pe orizontală şi pe verticală, rezultând combinarea celor două deplasări. În funcţie de modul de alegere a perioadei semnalului pentru cele două deplasări, se poate obţine explorare liniară simplă/progresivă (neîntreţinută – non interlaced) sau explorare întreţesută (interlaced). 1.2.Explorare liniară simplă (explorare progresivă) Perioadele de explorare pe verticală, TV şi pe orizontală, TH, se aleg astfel încât raportul între ele să fie un număr întreg. Se notează acest număr cu z, el reprezentând numărul de linii TV = z .TH Mai mult chiar, duratele curselor directe şi inverse ale explorării pe verticala se aleg la fel, adică : TdV = zd .TH Tiv = zi .TH Cu aceste notaţii se poate scrie TV = TdV + TiV = (zd +zi)TH de unde, z = zd + zi În Fig.3., pentru exemplificare, s-a reprezentat rastrul TV pentru situaţia în care s-a ales: zd = 7, zi = 2 şi z = 9; de unde TV = 9*TH.

2

Fig. 3. Explorare liniară progresivă În Fig.3. se observă faptul că datorită combinării celor două deplasări, pe orizontală şi pe verticală, rastrul nu este perfect orizontal, liniile sale fiind uşor “aplecate” spre dreapta. Fiecare linie prin care este explorată imaginea prezintă cursa directă, de la stânga la dreapta (reprezentată mai îngroşat) şi cursa de întoarcere, de la dreapta la stânga (reprezentată cu linie subţire). Întoarcerea pe verticală se face pe durata a două linii complete şi aceasta nu participă la explorarea imaginii. Graficele pentru deplasările x(t) şi y(t) sunt reprezentate în fig.4.

Fig. 4. Explorare liniară simplă; graficele pentru cele două deplasări După o perioadă TV, explorarea se reia exact pe acelaşi traseu, de unde rezultă că perioada de explorare a unui cadru coincide cu perioada de explorare pe verticală, adică TK = TV Se remarcă faptul că raportul z între perioadele TV şi TH reprezintă de fapt “numărul total“ al liniilor cu care este explorat un cadru. Dintre acestea, numai z d reprezintă linii active de explorare a imaginii, restul, zi, reprezentând liniile de întoarcere pe verticală. Mai mult chiar, numai cursa directă a celor zd linii de explorare participă la explorarea imaginii, restul reprezentând “balastul “ necesar pentru cursele de întoarcere (orizontală şi verticală).

3

1.3. Explorare liniară întreţesută Perioadele de explorare pe orizontală TH şi pe verticală, TV , se aleg de aşa manieră încât între ele să existe relaţia: TV = (k+1/2)TH unde k este număr întreg

a.

b. Fig. 5. Explorare întreţesută a. Traseul parcurs de elementul de explorare b. graficele pentru deplasările pe orizontală şi pe verticală Pentru exemplificare, Fig.5., s-a ales situaţia apropiată de cea analizată pentru explorarea simplă şi anume: TV = 9.5TH (faţă de TV = 9 TH ), iar TdV = 7.5TH şi TiV = 2TH. Deoarece TdV este de forma “(nr.întreg+1/2)linii”, prima explorare a imaginii începe în capătul din stânga sus (punctual A, Fig. 5.) şi se încheie la mijlocul unei liniei ( punctual B). Durata cursei de întoarcere TiV este un număr întreg de linii (2 în cazul nostru) şi în aceste condiţii această explorare începe şi se sfârşeşte încheie tot la mijlocul unei linii (începe în punctual C şi se încheie în punctual D). În consecinţă, a doua perioadă de explorare TV va începe de la mijlocul unei linii, punctual E.

4

Dacă deplasările au loc perfect liniar, atunci această nouă explorare va parcurge cele 9,5 linii (7,5 directe şi 2 de întoarcere) care vor fi plasate exact la mijlocul distanţei dintre două linii succesive ale primei explorări, adică întreţesut, comparativ cu prima explorare. Deoarece de data aceasta explorarea a început cu o jumătate de linie (punctual E), explorarea se va termina la capătul unei linii (punctual F şi apoi G şi H) , astfel că a treia perioadă va însemna o explorare care se suprapune exact cu prima; în acest fel, întregul proces de explorare se va relua periodic începând cu a treia perioadă de explorare TV. De data aceasta explorarea periodică a unui cadru va fi de durată TK =2TV, un cadru fiind format din două semicadre (sau două “câmpuri”): - semicadrul liniilor impare (reprezentate cu linii îngroşate) - semicadrul liniilor pare (reprezentate cu linii subţiri)

Fig. 6. Explorare întreţesută: rastrul TV În cazul explorării întreţesute, un cadru are numărul total de linii obţinut din însumarea liniilor corespunzătoare celor două semicadre, adică z = 2(k+1/2)linii = (2k+1)linii , unde k are semnificaţia de la începutul acestui capitol. Observaţie: în conformitate cu fig.6, se observă că un semicadru este format din liniile cu număr de ordine impar (semicadrul liniilor impare) iar al doilea din liniile cu număr de ordine par (semicadrul liniilor pare). În realitate, la fel ca în explorarea simplă, fig.3., numerotarea liniilor de explorare se face în continuare (în exemplul nostru, primele 9,5 linii sunt “liniile impare” şi următoarele 9,5 linii sunt “liniile pare”). Se remarcă de asemenea faptul că numărul total de linii aferente unui cadru este acumegal cu z = (2k+1), adică un număr impar de linii (specific explorării întreţesute). 1.4. Explorare liniară cu ordin de întreţesere superior Dacă perioada de explorare pe verticală TV se alege de forma: TV = (k+1/n)TH, unde k şi n sunt numere naturale, o analiză similară celei de la explorarea întreţesută ne arată că reluarea strict periodică a explorării unui cadru se va realize după n perioade TV, adică: TK =n*TV = n(k+1/n)TH = (n*k+1)TH Rezultă o explorare cu ordin de întreţesere n, în care un cadru este format din “n subcadre”, liniile explorărilor consecutive rezultând întreţesut.

5

Concluzie Se poate obţine explorare simpă sau întreţesută alegând în mod convenabil perioadele de explorare TV şi TH (mai precis raportul dintre ele). Astfel: - dacă se alege TV = k*TH (k număr întreg), rezultă o explorare progresivă, în care perioada de reluare a cadrului TK este TK = TV , iar numărul total de linii aferente explorării unui cadru este chiar k (raportul dintre TV şi TH), adică z = k. - dacă se alege TV =(k+1/2)*TH (k număr întreg), rezultă o explorare întreţesută, perioada de reluare a cadrului este de TK = 2TV şi numărul total de liniii eferente unui cadru este z = (2k+1), adică aproximativ dublu faţă de situaţia anterioară. În televiziune, majoritatea standardelor comerciale (NTSC, PAL, SECAM) au adoptat explorarea întreţesută (specific standardelor mai vechi). Chiar şi în aceste cazuri, la trecerea în modul de lucru Teletext, unele receptoare preferă explorarea simplă. În televiziunea de înaltă definiţie (HDTV), televiziunea digitală precum şi în cazul computerelor personale (monitoarele computerelor), s-a preferat explorarea progresivă. În receptoarele prevăzute cu posibilităţi de prelucrare digitală a semnalelor, se poate face relativ uşor trecerea de la explorare simplă la întreţesută şi invers.

1.5. Parametrii de explorare pentru sistemele TV uzuale În lume, în momentul actual, există două standarde de explorare folosite în mod uzual: standardul cu 525 linii/60 Hz şi cel cu 625 linii/ 50 Hz. Aceste standarde, bazate pe tehnologii specifice anilor 1930, reprezintă un bun compromis cost contra performanţe în prezent fiind utilizate cu succes chiar şi în sistemele de televiziune în culori. Tabelul 1.1. prezintă succint parametrii specifici celor două sisteme. În stabilirea acestor parametrii esenţială a fost alegerea numărului de linii şi stabilirea frecvenţei de refresh. 1.5.1. Alegerea numărului de linii Alegerea numarului de linii determină rezoluţia imaginii de televiziune (din acest punct de vedere ar fi de dorit un număr de linii cât mai mare) dar influenţează decisive şi frecvenţa maximă din spectrul semnalului de televiziune (ar fi de dorit un număr de linii cât mai mic). Criteriile care au stat la baza stabilirii numărului de linii sunt următoarele: 1. Claritatea aparentă a imaginii de televiziune impune alegerea a cel puţin 500600 linii. Prin creşterea suplimentară a numărului de linii, claritatea imaginii creşte nesemnificativ, ceea ce face să nu mai fie raţională sproirea numărului de linii peste aceste cifre. 2. Este necesar ca la privirea “normală” a imaginii de televiziune, observatorul să nu distingă liniile de explorare (să aibă senzaţia de continuitate pe verticală a imaginii). Acuitatea vizuală umană permite distingerea unor detalii în limitele unui unghi de 1 min – 1,5 min. De asemenea, un ecran de televiziune având înălţimea V este privit optim de la o distanţă de aproximativ (5 – 6) V, adică

6

întregul ecran este văzut sub un unghi de aproximativ 8 grade. Raportul dintre acest unghi şi unghiul corespunzător acuităţii vizuale ne indică un număr optim de 450-650 de linii. 3. Pentru o explorare întreţesută numărul liniilor trebuie să fie impar. 4. Numărul total al liniilor este bine să fie exprimat prin produse de numere prime mici. În acest fel, pentru obţinerea a diverse frecvenţe pilot necesare în funcţionarea camerelor TV şi a receptoarelor TV, se pot folosi circuite simple de divizare a frecvenţelor împreună cu un oscilator de precizie. 1.5.2.Alegerea frecvenţei de explorare pe verticală Frecvenţa de explorare pe verticală s-a ales astfel încât să coincidă cu frecvenţa reţelei de alimentare cu energie electrică (din considerente de a face mai puţin vizibile perturbaţiile produse de aceasta). Observaţie: pentru o astfel de alegere a frecvenţei de explorare pe verticală, în cazul explorării întreţesută, frecvenţa cadre rezultă mult sub frecvenţa limită de fuziune. Fenomenul nu este totuşi perceput ca supărător de către ochi tocmai datorită explorării întreţesute ! (pentru detalii fine, frecvenţa de fuziune este mult coborâtă faţă de valoarea sa “normală”).

Tabel 1.1. Parametrii de explorare Standardul Standardul Parametrii 525 linii/60 Hz 625 linii/50 Hz Explorare întreţesută întreţesută Număr de linii de explorare , z 525 = 3.5.5.7 625 = 5.5.5.5 - număr linii pe semicadru 262,5 312,5 - număr linii active per cadru 485 = 242,5 +242,5 575 = 287,5 + 287,5 - număr de linii de întoarcere per cadru 40 = 20 + 20 50 = 25 + 25 Frecvenţă explorare pe verticală , fV 59,94 Hz 50 Hz Frecvenţă cadre , fk = fV / 2 29,97 Hz 25 Hz Frecvenţă linii, fH = z .fk 15 734,25 Hz 15 625 Hz Durata unei linii, TH = 1/fH 63,556 μs 64 μs - durata cursei directe, TdH 52,856 μs 52 μs - durata cursei inverse, TiH 10,7 μs 12 μs Durata explorării pe verticală, TV = 1/fV 16,683 ms 20 ms - durata cusei directe, TdV 15,412 ms 18,4 ms - durata cusei inverse, TiV 1,271 ms 1,6 ms Rezoluţie verticală , z. k * 485 . 0,7 = 339 575 . 0,7 = 402 Număr pixeli pe orizontală pentru 339 .(4/3) = 452 402 . (4/3) = 536 rezoluţie egală H/V , N Durata corespunzătoare la doi pixeli pe 52,856/226 = 52 / 268 = 0,194 μs orizontală , T = 2.(TdH /N) * 0,2338 μs Frecvenţa maximă , Fmax = 1/T * 4,28 MHz 5,15 MHz * vezi şi par. Frecvenţă maximă ; se presupune un factor kell de valoare k = 0,7

7

1.6.Explorarea imaginii în receptoarele TV Color moderne Receptoarele moderne de televiziune color sunt prevăzute cu display de tip LCD sau PDP. În ambele cazuri, dispozitivul de redare a imaginii are o organizare matricială, elementele de redare a imaginii fiind organizate pe rânduri şi coloane. Un astfel de element poartă numele de pixel. În cazul unui display color, la rândul său fiecare pixel este compus din trei subpixeli coloraţi RGB şi aranjaţi în acelaşi rând. Ţinând cont de ultima observaţie, înseamnă că un display cu rezoluţia zxm are de fapt z rânduri şi 3m coloane.

Fig.7. Display organizat matricial Un astfel de display este explorat rând după rând, de sus în jos:  Se dă o comandă de activare a unui întreg rând.  Pe coloane se comandă concomitent valoarea de strălucire pentru fiecare pixel de pe rând; această valoare este stocată sub formă numerică într-o memorie digitală.  Se trece la rândul următor.  După explorarea ultimului rând, explorarea se reia cu primul rând, altfel spus, se trece la cadrul următor (de regulă nu există aşa numitele linii de întoarcere). Fig.8. prezintă o succesiune de semnale de comandă aplicate pe liniile unui display matricial. Pe coloane se vor aplica semnale care descriu valoarea strălucirii (în cazul LCD o tensiune analogică în intervalul 0 – 5 V ; pentru plasma, un tren de impulsuri). Observaţii:  Nu există linii de întoarcere iar în cadrul unei linii nu există curse de întoarcere.  Este foarte importantă sincronizarea dintre semnalul de comandă pe linie şi aplicarea semnalului de strălucire de pe coloană. Aceste comenzi de regulă sunt sintetizate cu un microcontroler dedicat.  Fără nici un fel de problemă se poate trece de la explorarea progresivă la cea întreţesută şi invers: soft-ul de comandă din microcontroler se realizează în mod corespunzător; neapărat se are în vedere şi sincronizarea cu semnalele de coloană corect aplicate..  Se poate dubla foarte uşor frecvenţa cadre.

8

Fig.8. Parametrii de timp pentru semnalul de comandă linii şi eşalonarea în timp a semnalelor necesare unui cadru întreg Durata semnalului de comandă linii este Tk/z şi corespunde unei frecvenţe de forma zfk. Dacă în această durată de timp ar fi explorat pixel cu pixel fiecare element de pe o linie, atunci durata de explorare a unui pixel ar fi Tk/(z·m) adică, ţinând cont de factorul de formă al imaginii, ar corespunde unei frecvenţe de forma Fpixel = pz2fk , relaţie care seamănă cu cea care se va deduce în legătură cu frecvenţa maximă a semnalului video (capitolele viitoare).

9

2. Semnalul video complex alb negru Pe măsură ce elemental de explorare parcurge imaginea dreptunghiulară, se formează semnalul de televiziune s(t) care descrie această imagine. Acest semnal se compune din trei componente: - semnalul video; această componentă se notează cu V - semnalul de stingere (impulsuri de stigere); se notează cu B de la blanking. - semnalul de sincronizare (impulsuri de sincronizare – synchro impulse); această parte a semnalului se notează cu S . În totalitate sa, semnalul astfel obţinut se va numi “semnalul compozit alb negru” sau “semnalul video complex alb negru” , SVC-AN, sau semnalul VBS alb negru. 2.1. Componentele semnalului video complex alb-negru 2.1.1.Semnalul de imagine sau video (V) Semnalul care se obţine la explorarea imaginii şi care este determinat în mod univoc luminanţa acesteia poarta numele de semnal de imagine sau video.

Fig. 2.1. Formarea semnalului video a. pentru o imagine oarecare b. pentru o imagine de tip “miră de bare verticale”

Imaginea plană, fig, 2.1., reprezintă o distribuţie oarecare de luminanţe după cele două direcţii x, y. Imaginea este explorată linie cu linie şi, de exemplu, la parcurgerea liniei “i” (coordonata y0), elemental de explorare întâlneşte distribuţia de străluciri B(x,y0). Presupunând traductorul opto-electronic liniar (vezi în acest sens şi paragraful “corecţia de gamma”) atunci tensiunea obţinută la ieşirea sa are aceeaşi formă , adică V(x) = k•B(x,y = y0).

1

Mai mult chiar, deoarece explorarea pe linie se face cu viteză constantă, x = v•t, coordonata x este proporţională cu timpul t şi în consecinţă semnalul electric V(x) are aceeaşi formă cu semnalul V(t). În concluzie, semnalul electric, funcţie de timp, obţinut de la ieşirea traductorului care urmăreşte deplasarea cu viteză constantă a elementului de explorare reproduce exact distribuţia de străluciri întâlnite de-a lungul liniei de explorare. Acest semnal constituie semnalul video. El se obţine pe durata cursei directe pe care o execută elementul de explorare, fig.2.2.. Se obişnuieşte să se spună că zonele puternic strălucitoare au nivel de alb, în timp ce zonele mai puţin strălucitoare au nivelul negru. Tipul şi polaritatea semnalului video În televiziune se vorbeşte atât de tipul sau felul semnalului cât şi de polaritatea acestuia. Semnalul video poate fi de polaritate pozitivă sau negativă. În prezent majoritatea circuitelor sunt alimentate cu tensiune pozitivă şi în consecinţă semnalul video este de polaritate pozitivă .

Fig. 2.2. Tipul semnalului video (în ambele cazuri semnalul este de polaritate negativă) Prin tipul semnalului se înţelege modul cum se reflectă proporţionalitatea dintre semnalul V(t) pe de o parte şi nivelul de străluciri pe de altă parte. La nivelul alb, ce corespunde la strălucirea maximă, poate să corespundă valoarea maximă a semnalului sau valoarea sa minimă. În primul caz se spune că avem un semnal pozitiv, în al doilea caz, semnal negativ. Componenta medie a semnalului video Semnalul video are o componentă medie (componentă continuă) ce corespunde la luminanţa medie existentă în imagine pe porţiunea luată în consideraţie. Se poate pune în evidenţă o componentă medie pe o linie de explorare şi o componentă medie pe întreaga imagine, corespunzătoare luminanţei medii pe o linie şi respectiv luminanţei medii pe toată imaginea. Această componentă poate fi transmisă sau se poate pierde la trecerea prin diverse etaje. Existenţa sa în semnal nu este importantă decât în final, la redarea imaginii 2

pe tubul cinescop sau pe un dispozitiv echivalent, în care, dacă ar lipsi, ar deforma imaginea reală. Din această cauză, în lanţul de televiziune se prevăd circuite speciale, numite circuite de fixare a nivelului de negru, care, aşa cum se va arăta, refac şi componenta continuă.

Fig.2.3. Diferenţă de luminanţă

Fig. 2.4. Diferenţă de contrast

2.1.2.Semnalul de stingere Semnalul care asigură stingerea elementului de explorare pe timpul întoarcerilor pe orizontală şi pe verticală, se numeşte semnalul de stingere sau impuls de stingere. Acest semnal arată pur şi simplu similar cu semnalul video (de fapt este o continuare a sa pe durata cursei de întoarcere , fig.2.2.) numai că amplitudinea sa trebuie astfel aleasă încât să corespundă nivelului de negru. Mai mult chiar, pentru ca stingerea să fie sigură, amplitudinea acestor porţiuni din semnale se alege ceva mai mare în valoare absolută decât cea corespunzătoare nivelului de negru ! Această porţiune din semnalul video complex se notează cu B şi pentru că există întoarcere pe linie şi pe verticală vom avea impuls de stingere pe linie, notat BH, şi impuls de stingere pe verticală, notat BV . Atunci când sunt asociate şi se vorbeşte la modul general despre ambele semnale de stigere, se vor nota BH+V şi se vor numi semnal de stingere compus., În principiu, durata impulsurilor de stingere este TiH şi TiV . În realitate, această durată se adoptă ceva mai mare decât durata efectivă a cursei inverse din semnalul în dinte de fierăstrău care comandă explorarea, pentru a evita neregularităţile de la marginea cadrului cât şi pentru a preveni efectele datorate la eventualele “alungiri” ale curselor inverse (datorate neregularităţilor circuitelor în cauză). Mărirea duratei impulsului de stingere peste durata propriu zisă a cursei inverse din semnalul în dinte de fierăstrău se manifestă prin apariţia pe acran a marginilor negre care delimitează un cadru (stânga şi dreapta pentru stigerea pe orizontală ; sus şi jos la stigerea pe verticală)

2.1.3. Semnalul de sincronizare Pentru a se asigura corespondenţa între imaginea captată şi cea redată, este necesar să se asigure sincronismul explorării între emisie şi recepţie. Acest sincronism se realizează prin

3

transmiterea în cadrul semnalului TV a unor impulsuri de sincronizare care la recepţie sunt folosite pentru declanşarea generatoarelor de explorare pe orizontală şi pe verticală. Aceste impulsuri se numesc semnal de sincronizare pe orizontală, notat SH, şi pe verticală, notat SV. Atunci când sunt associate se notează SH+V şi se numesc semnal de sincronizare compus. Amplasarea acestora, fig. 2.5. se face pe palierul impulsurilor de stingere pentru a nu fi vizibile (sunt situate “în nivelul de negru”).

Fig. 2.5. Poziţia impulsurilor de sincronizare

Fig. 2.6. Amplitudinea impulsurilor de sincronizare Amplitudinea impulsurilor de sincronizare reprezintă 25% din amplitudinea semnalului video complex ( situate deci între nivelul 75% şi 100%), fig. 2.6. Durata lor este mai mică decât durata impulsurilor de stingere corespunzătoare, adică SH < BH şi SV < BV.

4

Amplitudinea şi forma impulsurilor de sincronizare pe orizontală este aceeaşi cu a impulsurilor pe verticală, fig. 2.7.

Fig. 2.7. Forma impulsurilor de sincronizare pe orizontală şi pe verticală Ceea ce diferă în mod esenţial este durata impulsurilor, vezi tabelele 2.1. şi 2.2.

A+B+C A B C

A+B+C A B C

Tabel 2.1. Detalii privind impulsul de sincronizare linii 525 linii / 60 Hz 625 linii / 50 Hz Durată linie , TH 63,556 μs 64 μs Durată cursă întoarcere, TiH 10,7 μs 12 μs Poziţie front anterior impuls SH 1,5 μs 1,5 μs Durată impuls SH 4,7 μs 4,7 μs Durată palier posterior 4,5 μs 5,8 μs Durate fronturi impuls SH 140 ns 200 ns Table 2.2. Detalii privind impulsul de sincronizare verticală 525 linii / 60 Hz 625 linii / 50 Hz Durată semicadru , TV 16,68 ms = 20 ms = 262,5 linii 312,5 linii Durată cursă întoarcere, TiV 1,271ms = 20 linii 1,6 ms = 25 linii Poziţie front anterior impuls SH 190,668μs =3 linii 160 μs = 2,5 linii Durată impuls SH 190,668μs =3 linii 160 μs = 2,5 linii Durată palier posterior 14 linii + 1,5 μs 1,28 ms = 20 linii

2.1.4. Semnalul video complex alb-negru Semnalul video complex alb-negru, SVC A-N, sau semnalul VBS sau semnalul compozit albnegru, compus din semnalul video, semnalele de stingere BH+V şi semnalele de sincronizare SH+V , are în principiu forma din fig. 2.8. . Amplitudinea SVC A-N este standardizată la valoarea 1VVV / 75Ω. În legătură cu semnalul SVC A-N facem următoarele observaţii:  numerotarea celor 625 linii de explorare se face începând cu linia al cărei inpuls SH coincide cu începutul impulsului SV din semicadrul impar;

5

6

7

  

impulsurile de sincronizare linii, SH, se transmit şi pe durata întoarcerii pe verticală, BV – cu scopul de a nu se pierde sincronismul oscilatoarelor locale pe durata mare a întoarcerii pe verticală. de asemenea pe durata impulsului de sincronizare verticală SV sunt transmise impusuri de crestare exact pe poziţia impulsurilor SH , tot cu rol de sincronizare. deoarece într-un semicadru sunt 312,5 linii se observă situaţia deosebită dintre semicadrul par şi cel impar - în timp ce la semicadrul impar impulsul SV este distanţat faţă de precedentul impuls SH la o distanţă de o linie (vezi linia 625 faţă de linia 1, fig.2.8.), la semicadrul par distanţa este de numai o jumătate de linie (vezi linia 313 faţă de începutul SV , fig. 2.8.). Această situaţie poate deranja funcţionarea circuitelor de separe a impulsurilor SH de impulsurile SV . Din această cauză pe durata palierului anterior al impulsului BV (2,5 TH ) , pe durata impulsului SV (tot 2,5 TH ) şi pe o durată de 2,5 TH din frontal palierul posterior, exact la mijlocul unei linii sunt transmise impulsuri similare celor de sincronizare , SH , numite impulsuri de egalizare (preegalizare şi post-egalizare). Aceste impulsuri, figurate punctat în fig.2.9., au o durată pe jumătate faţă de impulsurile SH şi o amplitudine egală cu acestora. Se remarcă simetria pe care o aduc acestea în ceea ce priveşte dsitanţa dintre impulsurile SH şi SV.

2.2. Spectrul semnalului de televiziune A-N 2.2.1. Componenta continuă şi refacerea sa Aşa cum a fost prezentat, semnalul SVC A-N (fie de tip pozitiv fie negativ - în fig.2.8. este de tip negativ) are în mod esenţial componentă continuă. Este posibil ca această componentă continuă să fie pierdută în timpul prelucrării semnalului în diverse etaje (cuplate în c.a.), acest lucru nefiind neapărat periculos, componenta continuă fiind refăcută odată cu fixarea nivelului de negru. Într-adevăr, semnalul SVC A-N are o particularitate distinctivă: imediat după impulsul de sincronizare (fie SH, fie SV) este palierul semnalului de stingere care trebuie să aibă un nivel fix şi anume nivelul de negru. Astfel, utilizând un circuit de axare relativ simplu, fig.2.9., semnalul fără componentă continuă, este fixat la nivelul dorit. Funcţionarea este simplă: comutatorul k este deschis aproape tot timpul; el este închis o durată mică (necesară pentru încărcarea condensatorului C cu constantă de timp mică – impedanţa de ieşire a amplificatorului) exact în momentele de esantionare marcate din fig.2.9. (momente bine determinat, deoarece se presupune că impulsurile SH au fost selectate şi separate, fiind necesare de altfel şi pentru alte operaţiuni). Prin închiderea comutatorului K, semnalul este “tras” astfel încât să atingă exact nivelul sursei E (care este ajustat încât să corespundă nivelului negru dorit). La ieşire semnalul SVC A-N are nivelul de negru fixat, dar implicit şi nivelul continuu refăcut. 2.2.2. Frecvenţele limită ale semnalului SVC A-N 2.2.2.1. Frecvenţa limită inferioară În afară de componenta continuă, alte componente având variaţii de luminanţă de ordinul câtorva Hz, pot determina fenomene de “licărire” supărătoare şi în consecinţă de regulă nu interesează, transmiterea lor. Ca o consecinţă, frecvenţa limită inferioară pentru semnalul SVC A-N se consideră a fi de valoare 50Hz, frecvenţa de reluare a semicadrelor.

8

Fig. 2.9. Fixarea nivelului de negru 2.2.2.2. Frecvenţa video maximă Frecvenţa maximă din spectrul semnalului de televiziune depinde de cele mai mici detalii ale imaginii care sunt transmise. Detaliile având dimensiuni mai mici decât acestea nu vor putea fi redate. Pentru evaluarea acestei frecvenţe vom considera o imagine sub forma de tablă de şah, fig. 2.10., în care pătratele au latura egală cu dimensiunea minimă ce urmează a fi redată (comparabilă cu definiţia imaginii).

Fig. 2.10. Determinarea frecvenţei maxime din spectrul semnalului de televiziune Fie Nx pătrate pe orizontală şi Ny pe verticală (pătrate albe şi negre). Numărul total de pătrate este Nx•Ny . Semnalul video rezultat după explorare va avea alura unui semnal dreptunghiular şi în cele ce urmează vom încerca să evaluăm frecvenţa acestui semnal dreptunghiular.

9

O perioadă a semnalului dreptunghiular corespunde la un pătrat alb şi unul negru, deci pe durata unui cadru vom avea (Nx•Ny)/2 perioade ale semnalului dreptunghiular ((Nx•Ny)/2 de perechi pătrat negru-pătrat alb). Un prim calcul al frecvenţei maxime , de evaluare, îl vom face dacă vom împărţi durata unui cadru , Tk = 1/fk, la numărul total (Nx•Ny)/2 de perechi pătrat negru-pătrat alb. Durata unei astfel de perechi (şi implicit perioada semnalului dreptunghiular) este deci: NxNy TK de unde f max  T NxNy 2Tk 2 Dar pe verticală, numărul maxim de elemente distincte este Ny = z, unde z = numărul de linii de explorare. Considerând o definiţie identică şi pe orizontală, rezultă: N x  pN y  pz H V H şi V notează dimensiunile pe orizontală respective verticală. Raportul de aspect (formă) are valorile 4/3 pentru televiziunea clasică sau 16/9. Cu aceste valori se calculează: z pz 1 2 f max   pz f k (1) 2Tk 2

unde prin p s-a notat raportul de aspect, p 

şi rezultă f max  6.5MHz Se observă din forma de undă din fig.10. că astfel se calculează frecvenţa semnalului dreptunghiular care are în componenţa sa şi armonici superioare. Se constată că se poate renunţa la aportul acestor armonici deoarece, la dimensiuni aşa mici, ochiul integrează (“îndulceşte”) trecerile de la alb la negru şi invers făcând semnalul dreptunghiular mai degrabă asemănător cu unul sinusoidal! Din expresia (1) se remarcă avantajul explorării întreţesute care reduce frecvenţa maximă la jumătate faţă de situaţia unei explorări simple (neîtreţesute), deoarece în relaţie intervine intervine fk şi nu fV. În deducerea relaţiei (1) nu s-a ţinut seama de duratele întoarcerilor pe timpul cărora nu se face analiza. Un calcul mai exact se poate face ţinând cont şi de aceşti timpi. În acest caz observăm că la formarea imaginii participă numai timpul TdH din liniile active, za. Deci timpul util de formare a pătratelor nu este Tk ci numai Tutil = za•TdH : T T T  util  2 util NxNy NxNy 2 Dar şi numărul pătratelor se modifică acum N y  z a ; N x  pza ; Rezultă z aTdH T  2 dH pza z a pza În această relaţie vom înlocui za şi TdH după cum urmează : T z z a  z  zi  (1  KV ) z unde KV  iV  i not T z V De asemenea T TdH  TH  TiH  (1  K H )TH unde K H  iH not T H T 2

10

Acum, înlocuind aceste valori în relaţia de calcul pentru T, se obţine : T 1  K H TH T  2 dH  2 pza p1  KV z Inversând relaţia, se determină frecvenţa : 1 1  KV 1 1  KV 2 f max  p zf H  p z fK 2 1 KH 2 1 KH în care s-a ţinut cont de binecunoscuta legătură dintre fH şi fk, adică fH = z•fk

(2)

Utilizând valorile numerice specifice standardului nostrum, se obţine:

f max 

1 1  KV 2 p z f k  7.37 MHz 2 1 KH

(3)

Relaţia (3) determină valoarea pentru frecvenţa maximă a semnalului compozit în legătură cu detaliile cele mai fine ale imaginii, comparabile cu dimensiunea unei linii de explorare.

Fig. 2.11. Redarea unor detalii foarte fine În legătură însă cu captarea şi redarea unor astfel de detalii se pot face următoarele observaţii: este posibil ca unele detalii să se situeze ferm pe o linie (detaliile 1 din fig. 2.11.) şi atunci la redare sunt reconstituite correct; s-ar putea ca unele detalii, la fel de fine să se situeze tangent la două linii consecutive (cazul detaliilor 2 din fig. 2.11.) şi acestea la redare sunt refăcute cu dimensiune dublă ! Mai mult, camera de televiziune, fie aşezată pe un suport, fie mânuită de un operator, are unele mişcări abia perceptibile care fac ca aceleaşi detalii foarte mici să treacă aleator prin situaţiile 1 şi 2, astfel încât la recepţie fenomenul de dublare a dimensiunii să fie perceput foarte supărător. Ca urmare acestor observaţii, în practică frecvenţa maximă pentru semnalul compozit este stabilită la o valoare mai mică decât cea dată de relaţia (2), şi anume: 1  KV 2 1 (4) f max  Kp z fk 2 1 KH Coeficientul subunitar K se numaşte “factor Kell” de la numele cercetătorului englez care a pus în evidenţă acest fenomen. Dacă se alege K=0,81 rezultă fmax = 6 MHz (valabil pentru normele D şi K) iar pentru un factor K = 0,7 rezultă fmax = 5,15 MHz (valabil pentru normele B şi G). Subliniem idea că, în

11

ambele cazuri, micşorarea benzii de frecvenţă nu duce la o înrăutăţire a performanţelor sistemului de televiziune tocmai datorită fenomenului explicat mai sus. De asemenea, remarcăm faptul că în tabelul 1.1. de la paragraful “metode de explorare” s-a adoptat un factor kell de 0,7 şi s-a calculat frecvenţa maximă utilizând altă metodă ajungânduse evident la acelaşi rezultat final ! 2.2.3. Structura spectrului SVC Faptul că imaginea este explorată periodic, linie după linie şi cadru după cadru, determină anumite particularităţi ale spectrului care sunt independente de conţinutul imaginii. Astfel, se constată că pentru imagini statice, spectrul are o structură discretă (în fond, în acest caz semnalul compozit SVC A-N este un semnal periodic).

Fig. 2.12. Spectrul semnalului de televiziune Deosebim un spectru principal (reprezentat îngroşat în fig. 2.12.), ale cărui componente sunt plasate la multipli de fH: 0, fH, 2fH, 3fH,…În jurul fiecărei componente principale se găsesc spectre secundare (reprezentat cu linie subţire), ale căror componente sunt plasate la distanţă multiplu de  f V . Se observă că deoarece două componente principale consecutive, de exemplu kfH şi (k+1)fH , sunt la distanţă de fH = 15625 Hz, care nu este multiplu de fV = 50 Hz, atunci componentele secundare corespunzătoare lor nu se suprapun ci se întreţes (vezi detaliu din fig. 2.12.). Acest rezultat este o consecinţă a explorării întreţesute. Odată în plus, această interpretare

12

permite înţelegerea modului în care explorarea întreţesută duce la înjumătăţirea benzii semnalului video! În cazul imaginilor în mişcare, spectrul semnalului video are o structură asemănătoare, în care componentele secundare au o pendulare de cca. 3-8 Hz ; se poate considera că o componentă secundară devine un pachet ! Lăţimea unui pachet fiind mică în comparaţie cu distanţa dintre componente, şi în această situaţie există spaţii libere în spectru . Se observă că componentele spectrale de frecvenţă mare au amplitudine foarte mică, fapt care permite: - renunţarea la componentele cu frecvenţa peste (5-6)MHz, fără a se pierde informaţie relevantă. - intercalarea unor componente care poartă alte informaţii (semnalele de crominanţă pentru sistemele color compatibile) în spaţii libere din partea superioară a spectrului.

13

Sisteme TVC compatibile care utilizează modulaţia în amplitudine în cuadratură 1. Semnalul compozit într-un sistem TVC cu MAQ Semnalul video complex de culoare SVCC (denumit şi semnalul compozit; în limba engleză CVBS- Color, Video, Blanking, Synchro) este compus din semnalul de luminanţă şi semnalul de crominanţă, ultimul fiind la rândul său obţinut prin modulaţie din semnalele diferenţă de culoare. Semnalul video complex color SVCC are forma S-video = EY + EC + ES unde:  Semnalul de luminanţă (semnal luma) este calculat cu relaţia EY = 0,30ER + 0,59EG + 0,11EB 

Semnalele diferenţă de culoare ER-Ey şi EB-Ey modulează în cuadratură o subpurtătoare de culoare având frecvenţa fsp ; se foloseşte modulaţia în cuadratură cu purtătoarea suprimată, MAQ-PS, iar semnalul obţinut se numeşte semnal de crominanţă şi se notează cu EC. În consecinţă EC = (ER - Ey)·cosspt + (EB - Ey)·sinspt = |EC| sin(spt + )

ER  EY 2 2 şi E C  E R  E Y   E B  E Y  EB  EY Semnalul EY este sumat cu semnalul de crominanţă EC la care se adaugă impulsurile de stingere BH şi BV precum şi impulsurile de sincronizare SV şi SH având aceeaşi parametri ca în TV-AN. Prin ES s-au notat impulsurile de stingere şi sincronizare. unde   arctg



2. Alegerea frecvenţei subpurtătoare de culoare Semnalul video complex color se transmite pe un canal care are aceeaşi lăţime de bandă ca şi canalul folosit în TV-AN. Această cerinţă se poate realiza printr-un compromis în care se exploatează caracteristicile spectrului semnalului SVC-AN pe de o parte, dar şi pe cele de percepţie ale sistemului vizual uman cu privire la detaliile fine colorate , pe de altă parte (detaliile fine duc la frecvenţele limită superioare ale informaţiei de culoare). Semnalele primare de culoare ER, EG, EB fiind obţinute în urma aceluiaşi proces de analiză ca în TV-AN , vor avea spectre cu aceleaşi particularităţi cu ale SVC-AN. Semnalele Ey şi ER-Ey şi EB-Ey fiind combinaţii liniare ale semnalelor primare , de asemenea vor avea aceeaşi structură spectrală. În cazul de faţă interesează spaţiile libere care există la mijlocul distanţei dintre două componente principale kfH şi (k+1)fH – spaţiile libere sunt pe poziţii multipli impari de fH/2 – precum şi scăderea amplitudinii componentelor spectrale la frecvenţe mari. De asemenea interesează faptul că spectrul are componente secundare la distanţă multiplu de fV faţă de componentele principale.

1

Fig. 1. Spectrul semnalelor EY, ER-EY şi EB-EY Prin modulaţia în cuadratură, componentele spectrale ale semnalelor diferenţă de culoare sunt translate către partea superioară a spectrului (două benzi laterale de o parte şi alta faţă de frecvenţa subpurtătoarei de culoare – fig. 2.a.).

Fig. 2. Spectrul semnalului SVCC

2

Translarea se alege de aşa natură încât să asigure întreţeserea între componentele principale ale semnalului de luminanţă, pe de o parte, şi componentele principale ale semnalului de crominanţă (cele obţinute după translarea cu fsp), pe de altă parte. Separarea dintre semnalul de luminanţă şi semnalul de crominanţă care trebuie efectuată la recepţie este mult uşurată, dacă, în urma translaţiei, componentele spectrale ale semnalului de crominanţă ajung în partea superioară a spectrului luminanţei, acolo unde amplitudinile acesteia sunt mai puţin semnificative. Pentru ca semnalul de crominanţă rezultat în urma procesului de modulaţie MAQ să se încadreze în limitele canalului de TV-AN, (respectiv cele două benzi laterale rezultate) este necesar să se reducă banda de frecvenţă a semnalelor diferenţă de culoare la valori cuprinse între 1,2 şi 1,5 MHz (funcţie de sistemul TVC). Această reducere influenţează puţin calitatea imaginii percepute, sistemul vizual uman având o sensibilitate mai scăzută la detaliile de culoare comparativ cu sensibilitatea la detaliile de luminanţă. Semnalele diferenţă de culoare ER-Ey şi EB-Ey cu banda de frecvenţă redusă se vor nota cu ER-Y şi EB-Y . În concluzie, în toate sistemele TVC compatibile (NTSC, PAL, SECAM), semnalelor diferenţă de culoare li se reduce banda de frecvenţă şi apoi urmează modulaţia MAQ specifică sistemului. Semnalul rezultat în urma modulaţiei se numeşte semnal de crominanţă. Receptorul TV-AN prelucrează în acelaşi mod întregul semnal SVCC (nu separă semnalul de crominanţă de cel de luminanţă). La redare semnalul de crominanţă va fi perceput sub forma unei ţesături fine de puncte deoarece subpurtătoarea este situată la limita superioară a benzii video. Acest fenomen poartă numele de vizibilitatea subpurtătoarei de culoare. Criteriile de alegere a frecvenţei subpurtătoare :  asigurarea întreţeserii spectrelor de frecvenţe ale luminanţei şi ale crominanţei. Pentru aceasta se recomandă ca fsp să fie multiplu impar de fH/2, adică fsp = (2k+1)·fH/2  translarea spectrului semnalului de crominanţă în partea superioară a benzii semnalului de luminanţă, având grijă ca benzile laterale să nu depăşească lărgimea canalului TV.  reducerea vizibilităţii subpurtătoarei. Datorită întreţeserii componentelor spectrale ale semnalului de luminanţă şi de crominanţă, sistemele compatibile TVC mai sunt denumite sisteme TVC cu componente multiplexate în frecvenţă . 3. SVCC pentru o miră de bare color Pentru calculul parametrilor şi pentru reglarea aparaturii lanţului de televiziune se foloseşte un semnal de probă care creează pe ecranul tubului cinescop o imagine sub formă de bare verticale, fig. 3. Culorile barelor sunt culorile primare şi cele complementare lor : 1. 2. 3. 4.

alb galben. bleu (cyan sau turcoaz). verde.

5. 6. 7. 8.

purpuriu (magenta). roşu. albastru. negru

3

Fig. 3. Mira de bare color Mira de luminanţă 100% şi saturaţie 100% Luând drept referinţă valorile ER = EG = EB = 1 se calculează Ey =0,30 ER + 0,59 EG + 0,11 EB

iar EC = EB-ysinspt + ER-ycosspt = |Ec|sin(spt+)

E -E unde   arctg R Y şi E = C E -E B Y

 ER - EY  +  EB - EY  2

2

.

În final SVCC = Ey + EC Pe baza relaţiilor de mai sus s-au calculat valorile din tabelul 1. Tabel 1. Mira de luminaţă 100% şi saturaţie 100% culoare

ER

EG

EB

Ey

ER-y

EB-y

|EC|

Ey+|EC|

Ey-|EC|



Alb

1

1

1

1

0

0

0

1

1

0˚

Galben

1

1

0

0,89

0,11

-0,89

0,89

1,78

0

172˚

Turcoaz

0

1

1

0,70

-0,70

0,30

0,76

1,46

-0,06

307˚

Verde

0

1

0

0,59

-0,59

-0,59

0,83

1,42

-0,24

225˚

Purpuriu

1

0

1

0,41

0,59

0,59

0,83

1,24

-0,42

45˚

Roşu

1

0

0

0,30

0,70

-0,30

0,76

1,06

-0,46

127˚

Albastru

0

0

1

0,11

-0,11

0,89

0,89

1

-0,78

352˚

Negru

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0˚

4

Fig. 4. Principalele semnale pentru mira 100% saturaţie

5

Fig. 4.(continuare). SVCC pentru mira 100% saturaţie

Mira de luminanţă 100% şi saturaţie 75% Mira prezentată mai sus produce culori de saturaţie maximă (pure) şi strălucire maximă (100%). Aceasta este o situaţie ideală, rar întâlnită în natură. În practică se foloseşte o miră standardizată în care pentru culoarea alb se foloseşte ER = EG = EB = 1 iar pentru restul culorilor ER = EG = EB = 0,75. Se obţine astfel mira de luminanţă 100% şi saturaţie 75%. Pentru care în fig. 5. prezentăm direct semnalul video complex de culoare.

6

Tabel 2. Mira de luminaţă 100% şi saturaţie 75% culoare

ER

EG

EB

Ey

ER-y

EB-y

|EC|

Ey+|EC|

Ey-|EC|



Alb

1

1

1

1

0

0

0

1

1

0˚

Galben

0,75

0,75

0

0,66

0,09

-0,66

0,67

1,33

-0.01

172˚

Turcoaz

0

0,75

0,75

0,53

-0,53

0,22

0,57

1,10

-0,04

307˚

Verde

0

0,75

0

0,44

-0,44

-0,44

0,63

1,07

-0,19

225˚

Purpuriu

0,75

0

0,75

0,31

0,44

0,44

0,63

0,94

-0,32

45˚

Roşu

0,75

0

0

0,22

0,53

-0,22

0,57

0,79

-0,35

127˚

Albastru

0

0

0,75

0,09

-0,09

0,66

0,67

0,76

-0,58

352˚

Negru

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0˚

Fig. 5. Semnal video complex color pentru mira de luminanţă 100% şi saturaţia 75%

7

Observaţii: 1. În condiţiile în care nivelul de alb are valoare 1 iar cel de negru valoare 0, respectând valorile standardizate, impulsul sincro linii se situează la valoarea –0,44. Se observă însă că limitele semnalului SVCC depăşesc cu mult valorile corespunzătoare atât albului cât şi sincroimpulsului. Având în vedere că acest SVCC, pentru a fi transmis în eter, suferă un proces de modulaţie în amplitudine, aceste depăşiri vor determina fenomene de supramodulaţie (mai puternic pentru semnalul de saturaţie 100% dar şi pentru cel de saturaţie 75%) 2. Defazajele φ au aceleaşi valori în ambele tabele ! 4. Reprezentarea semnalului de crominanţă într-un sistem cartezian Dacă se adoptă un sistem de axe rectangulare, rotitoare cu pulsaţia ω, în care abscisa este axa sin ωt iar ordonata este axa cos ωt, semnalul de crominanţă EC = EB-ysinspt + ER-ycosspt = |Ec|sin(spt+) poate fi reprezentat sub forma unui fazor (vector) ca în fig. 6.a. Cu această reprezentare, culorile mirei de saturaţie 100% apar în sistemul cartezian propus ca în fig. 6.b. Culorile mirei de saturaţie 75% (nereprezentate în fig.6.) au exact aceeaşi poziţie dar au modulul |EC| mai mic şi anume egal cu 75 % faţă de cel din mira 100%.

a. b. Fig. 6. Reprezentarea fazorială a semnalului de crominanţă

3. Schema structurală a unui a unui sistem compatibil TVC care utilizează MAQ În fig. 7. este prezentată schema de principiu pentru codor iar în fig.8. pentru decoder. Conexiunea între emiţător şi receptor se poate face prin cablu, caz în care se transmite semnalul video complex de culoare SVCC (sau semnalul compozit). Legătura se poate face şi în eter, caz în care SVCC modulează o purtătoare de înaltă frecvenţă (aşa se sugerează în schema din fig.8. unde există şi blocurile AIF, SF, etc.)

8

Fig. 7. Sistem TVC compatibil : schema de principiu pentru un codor În această schemă recunoaştem blocurile componente ale unei camere color urmate de modulatorul în cuadratură (cele doua oscilatoare sunt sincronizate). Impulsurile de sincronizare nu s-au reprezentat distinct fiind considerate incluse în semnalul de luminanţă.

Fig. 8. Sistem TVC compatibil : schema de principiu pentru un decodor Semnificaţia blocurilor componente ale decodorului este : - AIF - amplificator înaltă frecvenţă - SF - schimbător de frecvenţă - AFI - amplificator frecvenţă intermediară - FTS - filtru trece sus - FTJ - filtru trece jos - Demod - demodulator sincron pentru modulaţia în cuadratură - MG-y - matrice de calcul pentru EG-y (foloseşte EG-y = -0,1868EB-y – 0,5086EB-y ) - Osc - oscilator în cuadratură (perfect sincron cu cel de la codare – modul de sincronizare nu s-a specificat).

9

Conexiunea dintre emiţător şi receptor se poate face şi printr-un cablu cu două căi, în care caz semnalele Y şi C sunt transmise separat .

Fig.9. Conector S-video Observaţii 1.Atât la mira color saturaţie 100% cât şi la cea de saturaţie 75% se observă depăşirile inacceptabile pe care le are semnalul SVCC. Pentru a evita această situaţie se propune o compresie a semnalelor diferenţă de culoare cu coeficienţii KR şi KB , adică utilizarea semnalelor diferenţă de culoare modificate KRER-y şi KBEB-y . Aceşti coeficienţi se aleg astfel ca în forma de undă a semnalului SVCC pentru saturaţie 100% , zonele corespunzătoare pentru culorile galben şi turcoaz să fie limitate la 1.33V (adică să depăşească cu 33% valoarea 1 corespunzătoare albului – ar fi acceptabil deoarece în natură nu există culori pure şi deci valorile uzuale vor fi şi mai mici). Coeficienţii KR şi KB vor fi determinaţi exact din aceste condiţii şi anume :

galben

1,33  0,89  K R2  ER2 y  K B2  EB2 y

turcoaz

1,33  0,70  K R2  ER2 y  K B2  EB2 y

În ecuaţiile de mai sus, valorile pentru ER-y şi EB-y se iau din tabelul cu saturaţie 100%, cele corespunzătoare culorii galben şi respectiv turcoaz. 1 1 Din acest sistem de ecuaţii se calculează K R   0,877 şi K B   0,493 . 1,14 2,03 Pentru semnalele diferenţă de culoare astfel modificate se foloseşte notaţia : EU = KB EB-y = 0,493EB-y şi EV = KR ER-y = 0,877ER-y 2. În sistemul TVC compatibil informaţia de culoare este conţinută în semnalul de crominanţă EC = |EC|sin(spt+). Este posibil ca la decodare, datorită perturbaţiilor, să fie alterat fie modulul |EC| fie faza . Din acest motiv interesează să se analizeze influenţa acestor tipuri de erori asupra culorii reconstituite de tubul cinescop.Cercetările care s-au efectuat au urmărit să se stabilească : - locul geometric al culorilor pentru care amplitudinea |EC| în raport cu semnalul de luminaţă Ey este constantă , adică: |E | ρ c  Ey

E 2B y  E 2R  y Ey

 ρ(x, y)  const

- locul geometric al culorilor de coordonate (x,y,z) pentru care faza  a subpurtătoarei de culoare este constantă :

10

  arctg

E R y

 ρ(x, y)  const E B y Curbele obţinute au fost trasate în fig.9. luându-se drept origine culoarea albului de referinţă “C”. Culorile de modul constant sunt reprezentate aproximativ de cercurile concentrice din jurul albului în timp ce culorile de aceeaşi fază sunt plasate de-a lungul razelor cu centrul în

alb. Fig.9. Locuri geometrice Concluzii : Orice culoare poate fi determinată cu ajutorul amplitudinii şi a fazei subpurtătoare de culoare: - Amplitudinea determină saturaţia culorii. - Faza  determină nuanţa culorii Deci la recepţie – distorsiunile în amplitudinea semnalului de crominanţă duc la distorsiuni de saturaţie (mai puţin vizibile). – distosiunile de fază conduc la distorsiuni de nuanţă care sunt mult mai supărătoare pentru receptorul uman. Din această cauză, la realizarea sistemelor de televiziune în culori cu modulaţie în cuadratură (sistemele NTSC şi PAL) se au în vedere măsuri speciale pentru corecţia distorsiunilor de fază.

11

Sistemul PAL Sistemul PAL (Phase Alternation Line) a fost pus la punct de dr. Walter Bruch (Germania – Telefunken) în anul 1962 şi reprezintă o variantă îmbunătăţită a sistemului TVC cu modulaţie în cuadratură. În cazul unui astfel de sistem (în particular NTSC) semnalul de crominanţă este de forma : EC(t)=|EC(t)| sin(Nt+) (1) La decodare : - reconstituirea incorectă a amplitudinii |EC(t)| duce la distorsiuni de saturaţie a culorii recepţionate; - reconstituirea incorectă a fazei  modifică nuanţa culorii recepţionate. În general, ochiul uman este mult mai sensibil la distorsiunile de nuanţă decât la cele de puritate. Se poate demonstra că distorsiunile liniare care apar pe canal (şi care introduc un defazaj constant) nu afectează nuanţa redată, putând fi compensate. Distorsiunile neliniare însă (burst-ul şi semnalul de crominanţă sunt defazate diferit, de exemplu) determină eronarea nuanţei redate putând fi uneori deosebit de supărătoare (şi acesta este unul din marile neajunsuri ale sistemului NTSC). În concluzie, în exploatare s-a constatat că sistemul NTSC este foarte sensibil la erorile de fază şi imaginea este deseori afectată de erori de nuanţă. Sistemul PAL a fost propus tocmai ca să încerce să corecteze erorile de fază, fiind din acest punct de vedere o variantă îmbunătăţită a sistemului NTSC. Observaţie: Pentru protecţie la distorsiuni de amplitudine de tip multiplicativ, amplitudinea burst-ului este standardizată la 50% din amplitudinea impulsului de sincronizare. Această valoare constituie referinţa pentru bucla de reglaj automat al amplificării căii de crominanţă (RAASC) din receptor (cunoscută şi sub denumirea de reglaj automat al saturaţiei). 1. Semnalul video complex color PAL Semnalul video complex color din sistemul PAL are aceeaşi componenţă de principiu ca şi la sistemul NTSC: EPAL = EY + EC + EF + ES unde : - EY – semnalul de luminanţă . - EC – semnalul de crominanţă obţinut prin MAQ. - EF – semnalul de sincronizare a subpurtătoarei de culoare - ES – impulsurile de sincronizare linii şi cadre ( pot fi considerate incluse în Ey); 1.1. Semnalul de luminanţă În PAL semnalul de luminanţă se calculează cu aceeaşi relaţie ca şi în NTSC Ey = 0,30ER + 0,59EG + 0,11EB. 1.2. Semnalul de crominanţă În PAL se folosesc semnalele diferenţă de culoare EU şi EV (obţinute din EB-y şi respectiv ER-y în urma compresiei cu KR şi KB , KR = 0,877, KB = 0,493): EU = KB .EB-y = 0,493 EB-y şi EV = KR .ER-y =0,877 ER-y Semnalele EU şi EV pot fi calculate şi direct din semnalele primare de culoare cu relaţiile : EU = - 0,15 ER – 0,29 EG + 0,44 EB (2) EV = 0,62 ER – 0,52 EG – 0,10 EB

21

Banda de frecvenţă a semnalelor EU şi EV este redusă la 1.3MHz.. Principial, semnalul de crominanţă ar trebui să fie descris cu relaţia clasică a modulaţiei în cuadratură, adică, EC = EUsinpt + EVcospt = |EC| sin(pt+) unde indicele p provine de la PAL În cazul PAL codarea crominanţei urmăreşte compensarea distorsiunilor neliniare de fază cu durata mult mai mare decât cea a unei linii TV. Pentru a compensa erorile de fază (|EC|sin(pt +  - ) – eroarea este  ) este necesar ca pe două linii succesive eroarea  să apară cu semne diferite şi apoi să se facă medierea între cele două linii succesive. Acest lucru este posibil dacă, în mod voit, la codare se schimbă semnul fazei semnalului de crominanţă odată la două linii de explorare TV (odată +, odată -). Evident , la recepţie trebuie să se identifice liniile TV pe care s-a schimbat semnul fazei utile a crominanţei, pe baza unei informaţii suplimentare transmise pe canal. Transmiterea semnalului de crominanţă cu semnul fazei alternat de la linie la linie dă şi numele sistemului PAL (Phase Alternation Line). În consecinţă semnalul de crominanţă în PAL se poate pune de forma: EC = EUsinpt  EVcospt = |EC| sin(pt ± )

(3)

unde semnul ± este interpretat în sensul că pe durata unei linii de explorare semnul este + iar pe durata liniei următoare semnul este -.

1.3. Corectarea erorilor de fază în sistemul PAL În cele ce urmează vom arăta modul în care se realizează corecţia erorii de fază dacă semnalul video transmis este cel dat de relaţia (3). Vom face un calcul trigonometric şi apoi şi o reprezentare fazorială. Calcul trigonometric Pe linia (k-1) presupunem că se transmite semnalul Eck 1  Eck 1  sin  p  t  k 1  şi se recepţionează Eck 1  Eck 1  sin  p  t  k 1  k 1 

Pe linia următoare, notată k, se transmite: Eck  Eck  sin  p  t  k  şi se recepţionează Eck  Eck  sin  p  t  k  k 

Erorile de fază  durează mai mult de o linie şi deci se poate renunţa la indice, adică se poate scrie k = k-1 = . În mod similar, presupunând imaginea identică pe cele două linii consecutive : Eck 1  Eck  Ec si k 1  k   Deci semnalul recepţionat pe linia k-1

este Eck 1  Ec  sin  p  t      iar pe linia

următoare este Eck  Ec  sin  p  t     

Pentru semnalul de pe prima linie se construieşte valoarea conjugată a semnalului de crominanţă, notată (Eck-1)*, inversând întreaga fază , adică:

E 

k 1  c

 Ec  sin  p  t     

22

Acum se calculează valoarea medie între semnalul liniei k-1 conjugat şi semnalul liniei k adică : * 1 1 ECmed   Eck 1   Eck   Ec  sin  p  t       sin  p  t        2 2    cos Aplicând relaţia sin   sin   2 sin rezultă : 2 2 1 ECmed  E c  2 sin  p  t     cos    E c  cos    sin  p  t    2 În concluzie (4) Ecmed =  EC cos  Δ   sin  ωp t +   Se observă că semnalul obţinut după mediere Ecmed are faza corect reconstituită (nuanţa este corectă) dar are amplitudinea mai mică cu factorul cos(Δφ). Rezultă o desaturare a culorii. Artificiul propus de sistemul PAL (transmiterea fazei cu semn alternant) poate asigura deci corecţia erorilor de fază introducând în schimb erori de saturaţie, distorsiune faţă de care ochiul este mai tolerant (se pot compensa erori de până la 40o fără a fi percepute în mod supărător ). Concluzii : 1. Sistemul PAL poate asigură corecţia erorilor de fază introducând în schimb erori de modul. 2. Trebuie acceptată ideea de compromis că pe oricare două linii consecutive semnalul video este identic, altfel spus imaginea de pe oricare două linii consecutive este identică. 3. La emisie semnalul de crominanţă trebuie transmis cu faza alternantă (ceea ce se realizează destul de simplu); trebuie transmisă însă şi o informaţie suplimentară, care să semnaleze semnul fazei. 4. La recepţie în decodorul de culoare trebuiesc efectuate unele calcule (conjugatul semnalului de crominanţă, întârzierea sa şi medierea cu semnalul curent); acest lucru complică construcţia decodorului; subliniem ideea că la decodare trebuie să existe un circuit care să memoreze semnalul de pe linia precedentă pentru a fi însumat cu cel de pe linia curentă. Reprezentare fazorială Întregul proces de corecţie descris mai sus poate fi ilustrat şi cu ajutorul diagramelor fazoriale prezentate în fig. 22. după cum urmează: - La codare este transmis semnalul de pe linia k-1 cu faza având semnul minus şi semnalul de pe linia k având semnul corect pentru fază. - În procesul de transmitere se produce eroarea de fază -∆φ aceeaşi pentru ambele linii; se observă decalajul “în urmă cu ∆φ” pentru ambele semnale recepţionate. - La decodare se calculează conjugatul pentru semnalul de pe linia k-1; conjugatul înseamnă simetricul faţă de abscisă; se observă că acesta are acum un decalaj ∆φ în avans ; în fapt semnalul de pe linia k împreună cu conjugatul celui de pe linia precedentă arată similar cu “laturile unui romb” faţă de diagonala care are “faza corectă”. - Se calculează media dintre semnalul liniei k şi conjugatul celui precedent (prin compunere vectorială); se observă că media este chiar “jumătate din diagonala rombului” şi prin urmare are faza corectă dar amplitudinea micşorată cu cos(∆φ) .

23

Fig. 22. Corecţia erorilor de fază în sistemul PAL Observaţie: Abscisa lui ECmed rezultă din suma absciselor lui ECk şi ECk-1 conjugat; la fel, ordonata fazorului corect rezultă din suma ordonatelor celor doi fazori care se adună ( se reţine că abscisa este tocmai EU în timp ce ordonata este EV ).

Concluzii A. În cazul unui sistem TV color clasic, se recepţionează EC şi pe baza acestuia se calculează componentele sale EU şi EV şi apoi din acestea împreună cu EY se calculează ER, EG şi EB. Dacă se produc erori de fază, culoarea calculată la recepţie are nuanţa distorsionată. B. În cazul sistemului PAL se transmite semnalul EC cu semnul alternant; la recepţie se reface faza corect (în fapt numai pe linia cu semnul minus se schimbă faza - de fapt se schimbă semnul numai pentru componenta EV !) şi apoi pe baza lui EC se calculează componentele EU şi EV şi se mediază pentru două linii consecutive ; cu aceste rezultate se calculează ER, EG şi EB. Cu alte cuvinte, la un sistem clasic se folosesc EU şi EV de pe linia curentă în timp ce la sistemul PAL se mediază EU şi EV de pe două linii consecutive, şi apoi se folosesc la calculul semnalelor primare de culoare. 1.4. Alegerea frecvenţei subpurtătoare de culoare fp Spectrul principal al semnalului de luminanţă Ey are componentele la distanţa multiplu de fH (evident spectrul conţine şi componente secundare la distanţă fV). Spectrul principal pentru EU are o structură similară cu cea a semnalului de luminanţă. Spectrul principal pentru ±EV , datorită comutării fazei (semnul ±), are componentele principale plasate la multipli impari de fH/2 şi nu are componentă continuă. Situaţia se prezintă ca în fig.23.

24

Ţinând cont de aceste particularităţi, dacă la PAL s-ar alege frecvenţa subpurtăttoare de culoare fp la fel ca la NTSC – adică multiplu impar de fH/2 ( sau offset de fH/2 ) - componentele spectrale ale lui EU ar fi convenabil deplasate în raport cu Ey, dar componentele semnalului ±EV ar coincide cu cele ale semnalului de luminanţă Ey. Din acest motiv, pentru a nu avea suprapunere între componentele lui Ey cu cele ale semnalului ±EV, în cazul sistemului PAL frecvenţa subpurtătoare Fig.23. Intreţeserea spectrelor în cazul PAL de culoare se alege cu un offset de sfert de linie adică, într-o primă instanţă (ulterior se va aduce o mică corecţie), se alege de forma : 1 3 f P  284  f H   f H  (283  )  f H (3) 4 4 Cu valori numerice rezultă fP  4,43 Mhz Prin această alegere se realizează o întreţesere a spectrelor semnalelor EY, EU şi EV aşa cum s-a ilustrat în fig. 23. Pe un receptor AN, subpurtătoarea de culoare este vizibilă sub forma unei ţesături de linii fine şi fixe, plasate oblic. Se poate obţine o ameliorare a vizibilităţii dacă se dă o deplasare laterală de la câmp (semicadru) la câmp. În acest scop, la fP determinat cu relaţia (3) se mai adaugă fV/2 = 25Hz. Rezultă relaţia exactă adoptată pentru determinarea frecvenţei subpurtătoarei de culoare: f 3 fp  (283  ) f H  V (3’) 4 2 Frecvenţa exactă dată de (3’) unde fH = 15625 Hz şi fV = 50 Hz este 3 f p  (283  )  15625  25  4 433 618,75Hz 4 Precizia frecvenţei este de 1Hz pentru unele norme şi  5Hz pentru altele. Practic valoarea aproximativă este 4,43MHz. Alegerea frecvenţei subpurtătoare de culoare conform (3’) permite ca pentru standardele având canalul TV cu lăţimea de 6MHz, semnalul de crominanţă să se transmită complet, cu ambele benzi laterale : fp  1,3MHz. Pentru standardele având canalul TV cu lăţimea de 5MHz, semnalul de crominanţă se  0,57 MHz transmite cu banda f P  1,3 MHz adică banda superioară este parţial suprimată. 1.5. Semnalul de sincronizare a culorii in PAL Ca şi în sistemul NTSC, pe timpul impulsului de stingere linii se transmite un semnal de sincronizare, notat EF, de frecventa fp, care constă într-o salvă de 10( 1) perioade plasate ca în fig.24. Pentru a asigura detecţia corectă a semnului pentru semnalul ±EV , semnalul EF nu 25

se va transmite cu faza 180 (ca laNTSC) ci cu o fază care alternează sincron cu ±EV şi anume : -

faza + 135 pentru liniile la care se transmite +EV. faza - 135 pentru liniile cu - EV .

Ca şi la NTSC, amplitudinea |EF| a semnalului de sincronizare a subprtătoarei de culoare este corelată cu amplitudinea impulsului sincronizare linii, vezi fig.24.

Fig. 24. Semnalul „burst” Păstrând corelaţia cu semnalul ±EV , semnalul de sincronizare a subpurtătoarei de culoare se poate scrie: EF = |EF| sin(pt ± 135) = |EF| sin(pt + 180  45) =  |EF| sin(pt  45) Se reaminteşte faptul că semnul ± pentru faza φ (şi în definitiv acelaşi şi pentru EV) respectă „la nesfârşit” alternanţa o linie cu plus şi următoarea cu minus (inclusiv liniile de întoarcere pe verticală). Având în vedere numărul impar de linii al unui cadru – 625 linii – rezultă că într-un cadru semnul plus este specific liniilor impare (1, 3, 5, 7, ...) iar în cadrul următor pentru liniile pare (2, 4, 6, ...) şi aşa mai departe. Evident semnul minus este folosit pentru celelalte linii. În concluzie, semnalul videocomplex PAL se poate scrie ca suma semnalelor de luminanţă, crominanţă şi sincronizare a culorii ca în relaţia următoare EPAL = EY + (EU sinωPt ± EV cosωPt)  |EF| sin(pt  45) = = EY + (EU sinωPt ± EV cosωPt) + ( -1sinωPt ± 1 cosωPt )

(4)

unde cele două semne alternative se adoptă după algoritmul descris mai sus, adică: - semnul superior pe durata liniilor impare, semicadrele 1 şi 2, şi a liniilor pare în semicadrele 3 şi 4; - semnul inferior pe durata liniilor pare, semicadrele 1 şi 2, şi a liniilor impare în semicadrele 3 şi 4; Se observă felul particular în care s-a scris semnalul de sincronizare a culorii ( conform relaţiei, ar rezulta că pur şi simplu |EF| este egal cu 2 ), ţinându-se cont de faptul că de fapt amplitudinea sa va fi reglată distinct, funcţie de impulsul de sincronizare linii. 1.6. Mira color În tabelele de mai jos sunt calculate amplitudinile şi fazele semnalelor pentru o miră de bare color.

26

Tabelul 1. Mira color de luminanţă 100% şi saturaţie 100% în sistemul PAL Culoare Alb Galben Bleu Verde Purpuriu Roşu Albastru Negru

ER 1 1 0 0 1 1 0 0

EG 1 1 1 1 0 0 0 0

EB 1 0 1 0 1 0 1 0

EY 1 0,89 0,70 0,59 0,41 0,30 0,11 0

EU 0 -0,44 0,15 -0,29 0,29 -0,15 0,44 0

EV 0 0,1 -0,62 -0,51 0,51 0,62 -0,1 0

EC  0 0,45 0,63 0,59 0,59 0,63 0,45 0

EY+EC  EY-EC  1 1 1,33 0,44 1,33 0,07 1,18 0 1 -0,18 0,93 -0,33 0,56 -0,34 0 0

 0o 167 o 284 o 241 o 61 o 104 o 347 o 0o

Tabelul 2. Mira color de luminanţă 100% şi saturaţie 75% în sistemul PAL Culoare Alb Galben Bleu Verde Purpuriu Rosu Albastru Negru

ER 1 0,75 0 0 0,75 0,75 0 0

EG 1 0,75 0,75 0,75 0 0 0 0

EB 1 0 0,75 0 0,75 0 0,75 0

EY 1 0,66 0,53 0,44 0,31 0,22 0,09 0

EU 0 -0,33 0,11 -0,22 0,22 -0,11 0,33 0

EV 0 0,08 -0,46 -0,39 0,39 0,46 -0,08 0

EC EY+EC  EY-EC  0 1 1 0,34 1 0,32 0,47 1 0,06 0,44 0,88 0 0,44 0,75 -0,13 0,47 0,69 -0,25 0,34 0.43 -0,25 0 0 0

Fig. 25. Semnalul video complex PAL pentru mira de saturaţie 75%

27

 0o 167 o 284 o 241 o 61 o 104 o 347 o 0

1.7. Reprezentarea fazorială a semnalului de crominanţă pentru culorile mirei Într-un sistem de coordonate în care abscisa este axa U iar ordonata axa V, culorile mirei şi semnalul de sincronizare a culorii pot fi reprezentate ca în fig. 26.

Fig. 26. Reprezentarea fazorială a culorilor mirei şi ale semnalului EF 2. Structura codorului PAL Codorul PAL, fig. 27., construieşte semnalul videocomplex color PAL în conformitate cu relaţia (4) adică : EPAL = EY + (EU sinωPt ± EV cosωPt) + ( -1sinωPt ± 1 cosωPt ). Semnalele primare de culoare de la camera TV color suferă corecţia de  şi apoi se aplică matricei de calcul la ieşirea căreia se obţine EY, EU şi EV conform cu relaţiile lor de definire. Pe linia de luminanţă, ca şi în NTSC, semnalul EY se întârzie cu τY  0,2s pentru a compensa întârzierea semnalelor de crominanţă la trecerea prin FTJ. Pe linia de crominanţă, semnalele EV şi EU sunt filtrate printr-un FTJ cu frecvenţa de tăiere 1,3MHz. Sumatoarele ΣU şi ΣV sumează –1 şi respectiv +1 exact numai pe durata burstului pregătind construirea semnalului de sincronizare a subpurtătoarei de culoare exact după relaţia (4) dată mai sus. Pe calea de crominanţă urmează modulatoarele în cuadratură ( de fapt multiplicarea cu sinpt şi respectiv cu ±cospt ) şi apoi sumatorul ΣC la ieşirea căruia se obţin semnalele de crominanţă şi de sincronizare a culorii, EC şi EF. Alternarea fazei pentru semnalul EV se realizează din comutatorul k care de fapt comută semnul pentru cospt , care urmează să multiplice pe +EV şi pe +1 ( acesta din urmă din componenţa burstului):  poziţia 1 : + cospt  poziţia 2:  cospt Oscilatorul cu cuarţ furnizează semnalul sinpt, de frecvenţă foarte precisă, necesar în procesul de modulaţie. Prin celule defazoare corespunzătoare se obţine atât + cospt cât şi – cos pt.

28

f 3 şi fH , fp  (283  ) f H  V , printr-o divizare corespunzătoare 4 2 f  4  relaţiei inverse f H   f P  V   se obţine semnalul de frecvenţa liniilor, fH (cu aceeaşi 2  1135  precizie ca şi fp ) , care se aplică blocului sincrogenerator. De la ieşirea acestui bloc se obţin semnalele de sincronizare linii şi cadre, SH şi SV, care se adaugă semnalului video complex color în sumatorul final. Tot blocul sincrogenerator este cel care comandă şi comutatorul K, stabilind ordinea în care se transmite faza semnalului de crominanţă.

Ştiind legătura dintre fp

Fig. 27. Codorul PAL 3. Structura decodorului PAL Există mai multe variante de scheme de decodoare în care este prezentă o linie sau două linii de întârziere (notate LI) cu durata de 64s ,cât este durata unei linii de explorare în standardul european 625linii/50 HZ. 3.1. Decodor PAL cu o linie de întârziere Vom analiza pentru început varianta cu o singură linie de întârziere.

29

3.1.1. Separarea semnalelor de crominanţă Vom considera schema de principiu din fig. 28. în care defazorul cu 180 de fapt înmulţeşte cu factorul –1 întregul semnal aplicat la intrarea sa.

Fig. 28. Separarea semnalelor EU şi EV şi detecţia sincronă Se reaminteşte faptul că pe durata unei linii de explorare TV, semnalul de crominanţă are faza cu semnul + adică are forma EC = EUsinpt  EVcospt iar pe linia următoare are faza cu semnul – adică este de forma EC = EUsinpt  EVcospt. Considerând punctele A, B, C, D, E notate în fig.28., se poate întocmi tabelul de mai jos cu semnalul din aceste puncte, pe durata a mai multor linii consecutive n-1, n, n+1, etc. Linia n-1

E

n 1 U

A  E nV1

B .....

C  E  E nV1

D ....

E ....

n 1 U

n

E nU  E nV

E nU1  E nV1

 E nU  E nV

n n E n-1 V  E V   2E V

n n E n-1 U  E U  2E U

n+1

E nU1  E nV1

E nU  E nV

 E nU1  E nV1

n+1 E nV  E n+1 V   2E V

n+1 E nU  E n+1 U  2E U

n+2

E nU 2  E nV 2

E nU1  E nV1

 E nU 2  E nV 2

n+2 n+2 E n+1 V  E V   2E V

n+2 n+2 E n+1 U  E U  2E U

Pentru simplificarea notaţiei, în tabel nu s-au mai scris funcţiile sinpt şi cospt care multiplică semnalele EU , EV. De asemenea, presupunând semnalul suficient de redundant, semnalele EU şi EV de pe o linie coincid cu cele de pe linia consecutivă (presupunere făcută la fundamentarea principiului PAL) şi atunci la ieşirea E se obţine 2EU în timp ce la ieşirea D se obţine 2EV cu semnul alternativ la fiecare linie, când plus când minus. Urmează demodularea sincronă (se foloseşte sinpt refăcut la recepţie dar şi cospt cu faza alternantă, adică ± ) specifică modulaţiei în cuadratură şi filtrarea trece jos după care se obţin semnalele diferenţă de culoare EU şi EV. Subliniem faptul că semnalele ortogonale sinpt şi cospt refăcute la recepţie trebuie să fie exact cu aceeaşi fază şi frecvenţă cu cele folosite la codare.

30

Corecţia duratei de întârziere Pentru a înţelege corecţia adusă timpului cu care se face întârzierea vom scrie detaliat semnalul obţinut, de exemplu, la ieşirea E pe durata liniei n : E nU-1sinω P t  E nU sinω P t Se observă că semnalul este compus din semnalul de pe linia curentă, n, sumat cu cel de pe linia anterioară, n-1. Ţinând cont de întârzierea τ = TH, semnalul aferent liniei anterioare se poate rescrie ca E nU-1sinω P t  τ   E nU-1sinω P t  TH  . Pentru detecţia sincronă întreaga sumă trebuie multiplicată cu sinωPt refăcut la decodare, adică: E nU-1sinω P t  τ  E nU sinω P t  sinω P t Cunoscând legătura între fP şi fH se poate presupune într-o primă instanţă (neglijez fV/2) că τ = TH = (284 – ¼)TP . Conform acestei relaţii, se observă că apare un defazaj de sfert de perioadă TP între semnalul corespunzător liniei (n-1), pe de o parte, şi semnalul corespunzător liniei n , pe de altă parte (acesta din urmă este în fază şi cu semnalul sinωPt refăcut la recepţie). Acest defazaj de sfert de TP ar putea duce la refacerea incorectă a lui E nU-1 (din suma care dă 2EU ). În consecinţă întârzierea τ a liniei de întârziere se corectează cu un sfert de perioadă TP în minus sau în plus:  τ = TH – ¼ TP = (284 – ¼)TP – ¼ TP = (283 + ½ )TP = 63,94325 μs ; în acest caz, simultan cu întârzierea se realizează şi o inversare a fazei semnalului întârziat (defazaj cu ½ TP) ceea ce este echivalent cu întârziere şi simultan şi multiplicare cu –1.  τ = TH + ¼ TP = (284 – ¼)TP + ¼ TP = 64,05675 μs ; în acest caz se realizează numai întârzierea semnalului. În multe receptoare se adoptă prima variantă de corecţie şi în acest caz defazarea cu 180˚ din schema de principiu, fig. 28., se mută pe linia lui EU. Şi în această variantă semnalul EV are faza alternantă, deci tot semnalul cosinus trebuie reconstituit cu faza alternantă. Concluzie Schema de principiu din fig.28. asigură separarea semnalelor de culoare şi detecţia sincronă: 1. Prima parte a circuitului (linia de întârziere şi sumatoarele) realizează simultan separarea celor două semnale de culoare cât şi medierea semnalelor de la două linii consecutive, specifică sistemului PAL. 2. Detecţia sincronă (multiplicarea cu sin şi cos refăcut şi apoi filtrarea) care „curăţă” semnalul de purtătoare. Observaţii:  În cazul MAQ separarea celor două semnale se realizează prin operaţiunea de detecţie sincronă. În cazul analizat, circuitul format din sumatoare şi linia de întârziere, strict necesar pentru a realiza corecţia specifică sistemului PAL, a realizat în plus şi separarea semnalelor de culoare. Se va vedea că acest circuit este de fapt un filtru comb.  Deoarece întârzierea semnalelor s-a realizat pentru semnalele modulate, a fost necesară corecţia duratei de întârziere cu un sfert din perioada PAL, astfel încât să se realizeze sincronismul între purtătoarea curentă şi cea întârziată. În fig. 29. se prezintă o schemă completă pentru decodorul PAL construită în conformitate cu cele stabilite în varianta de principiu.

31

Fig. 29. Decodor PAL cu o linie de întârziere Decodorul PAL se compune din calea de luminanţă, calea de crominanţă şi circuitul pentru refacerea semnalului purtător de cuploare. Calea de luminanţă conţine  Filtru rejecţie acordat pe subpurtătoarea fp = 4,43 MHz. Acest filtru elimină componentele de crominanţă dar elimină şi unele componente utile, din semnalul de luminanţă..  un amplificator de luminanţă notat AY.  un circuit de întârziere cu τy = 0,3s (compensează întârzierile suferite de semnalele de crominanţă la trecerea prin filtrele TJ) Pe calea de crominanţă se pun în evidenţă F.T.B. centrat pe fp = 4,43 MHz selectează numai semnalul de crominanţă EC şi cel de sincronizare (salvele = burstul) EF.  AC+F amplificator pentru EC şi EF; poate fi blocat în cazul unei transmisiuni AN (când lipseşte burstul) sau la recepţie slabă (semnalul de culoare este cu zgomot mare). Prin reglarea manuală a amplificării se poate modifica amplitudinea semnalului de crominanţă şi prin aceasta se modifică nivelul de saturaţie al culorii redate de receptor. 

32



Urmează blocul de separare şi demodulare funcţionând după principiul descris în fig. 28., cu defazarea de 180 plasată pe linia lui EU (datorită întârzierii cu offset - ¼ TP )

Pentru refacerea subpurtătoarei în fază şi frecvenţă corectă, semnalul de sincronizare EF este extras din semnalul complex cu ajutorul unui circuit poartă comandat de semnalul „sandcastle” obţinut de la sincrogenerator (acest semnal are o forma specifică de unde provine si numele său, determinând exact poziţia burstului astfel încât circuitul poartă să permită trecerea mai departe numai pentru EF). Semnalul de sincronizare EF se aplică unei bucle PLL formată dintr-un comparator de fază şi frecvenţă (CFF) şi un oscilator comandat în tensiune (OCT). La ieşirea sa se obţine semnalul sinpt . Urmează circuitele defazoare după care se obţin +cos pt şi – cos pt. Alternarea corectă a fazei se obţine prin comanda adecvată a unui comutator K. La rândul său acest comutator este comandat de un circuit basculant bistabil, CBB, iniţializat de circuitul de identificare (comandat de semnalul de la bucla PLL) care stabileşte la început corectitudinea fazei pentru EV. Ulterior, CBB-ul basculează în starea opusă la fiecare linie (impuls fH) asigurând alternarea fazei. Matricea de calcul final pentru semnalele primare de culoare are structura din fig.30.

Fig.30. Matricea de calcul a semnalelor primare de culoare În primul rând semnalele EU si EV sunt împărţite la coeficienţii KB şi respectiv KR pentru a se obţine semnalele diferenţă de culoare conform relaţiilor: E E E R-Y  V  1,14  E V şi E B-Y  U  2,03  E U 0,877 0,493

33

Amplificatoarele de luminanţă AY şi cele de crominanţă AR şi AB sunt prevăzute cu un reglaj manual care acţionează simultan pentru toate trei, modificând în acelaşi fel amplitudinea semnalului de luminanţă şi a celor două semnale diferenţă de culoare. Se reglează în acest fel contrastul imaginii redate. Amplificatorul de luminanţă AY este prevăzut şi cu circuitul de refacere a nivelului de negru, care reface simultan şi componenta medie pentru semnalul de luminanţă. Dacă se reglează manual această valoare medie, atunci implicit se modifică nivelul de strălucire a imaginii TV. Urmează calculul pentru EG-Y   0,51 E R-Y  0,19  E B-Y În final semnalele EY şi cele trei semnale diferenţă de culoare ER-Y, EG-Y şi EB-Y se aplică la trei circuite sumatoare care furnizează la ieşire semnalele primare de culoare. 3.2. Decodor PAL cu două linii de întârziere În fig.31. se prezintă schema structurală a unui decodor Pal cu două linii de întârziere.

Fig.31. Decodor PAL cu două linii de întârziere Calea de luminanţă şi circuitul pentru refacerea subpurtătoarei de culoare sunt identice cu cele de la varianta anterioară.

34

Diferenţa apare la calea de crominanţă unde mai întâi este realizată detecţia sincronă (şi prin aceasta şi separarea semnalelor cu cele două purtătoare ortogonale, sin şi cos) şi apoi se realizează întârzierea şi medierea specifică corecţiei PAL. Această variantă necesită două linii de întârziere una pentru EU şi alta pentru EV. Durata liniilor de întârziere nu mai trebuie corectată deoarece întârzierea se aplică semnalelor demodulate. Se subliniază faptul că cele două linii de întârziere vehiculează semnale de joasă frecvenţă (EU şi EV au banda limitată la 1,3 MHz) în timp ce linia de întârziere de la varianta anterioară vehicula un semnal modulat situat în jurul purtătoarei de 4,43 MHz

35

Filtre Comb utilizate în televiziunea color 1. Caracteristica unui filtru comb Fie circuitul din fig. 1. a., unde L.I. este o linie de întârziere cu durata τ = T.

Fig.1. Un filtru comb şi schema sa structurală În fig. 1.b. se reprezintă schema structurală a acestui circuit în care se ţine seama de faptul că funcţia de transfer a liniei de întârziere este e-sT . Se calculează funcţia de transfer a circuitului : (1) H (s)  1  e  sT 1 Corespunzător duratei T, notăm frecvenţa F cu relaţia F  not T În domeniul frecvenţelor, pentru s  j , funcţia de transfer devine: (2) H ( j )  1  e  jT  1  (cos T  j sin T )  (1  cos T )  j sin T Modulul funcţiei de transfer în funcţie de frecvenţă este: H ( j  (1  cos T ) 2  sin 2 T  1  2 cos T  cos 2 T  sin 2 T  2 1  cos T (3) În conformitate cu relaţia (3), modulul se anulează atunci când funcţia cosinus are valoarea -1, adică pentru valorile π, 3π, 5π, etc. Dacă ţinem cont că  T  2 f T   , 3 , 5 , rezultă că frecvenţele pentru care se F F F anulează modulul funcţiei de transfer sunt f  , 3 , 5  , (4) 2 2 2 Caracteristica filtrului dată de relaţia (3) de mai sus este reprezentată în fig.2

Fig. 2. Caracteristica pentru filtrul din fig.1.a. Circuitul din fig. 1.a. este un filtru comb sau filtru pieptene. Dacă vom considera diferenţa dintre semnalul direct şi cel întârziat, un calcul similar ne conduce la rezultatele ilustrate în fig. 3. Funcţia de transfer pentru acest circuit este H ( s)  1  e  sT

1

Fig. 3. Filtrul comb şi caracteristica sa de frecvenţă pentru cazul diferenţă Modulul funcţiei de transfer în frecvenţă devine H ( j  (1  cos T ) 2  sin 2 T  1  2 cos T  cos 2 T  sin 2 T  2 1  cos T (5)

Aceasta se va anula pentru frecvenţele f  0 , F , 2 F 

2. Aplicaţii ale filtrelor comb în televiziunea color În cazul sistemelor care folosesc modulaţia în amplitudine în cuadratură (NTSC şi PAL), faptul că frecvenţa subpurtătoare de culoare se alege în aşa fel încât spectrul semnalului de luminanţă să rezulte întreţesut cu spectrul semnalului de crominanţă sugerează că pentru separarea celor două semnale s-ar putea folosi un filtru comb., fig.4.

Fig. 4. Separarea semnalului de luminanţă Y şi a celui de crominanţă C cu ajutorul unui filtru comb Exemplul din fig. 4. arată cum prin utilizarea unui filtru comb adecvat, componentele de crominanţă, notate C, sunt eliminate, în timp ce componentele de luminanţă,notate Y, sunt transmise la ieşirea filtrului. În mod similar, dacă se alege convenabil un alt filtru comb, se vor putea filtra componentele Y şi, dimpotrivă, componentele C vor trece neatenuat. 2.1. Filtre comb folosite în sistemul NTSC În cazul decodorului NTSC separarea semnalelor de luminanţă şi de crominanţă se realizează cu ajutorul unui filtru de rejecţie centrat pe frecvenţa f N = 3,58 MHz şi respectiv a unui filtru trece bandă centrat pe aceeaşi frecvenţă (vezi schema bloc a 2

decodorului NTSC). Această implementare „clasică” are dezavantajul faptului că unele componente de înaltă frecvenţă ale semnalului de luminanţă pot fi greşit interpretate drept componente ale semnalului de crominanţă. Cele două filtre clasice pot fi înlocuite cu filtre comb. În acest scop se adoptă o linie de întârziere L.I. având întârzierea T = TH (şi în consecinţă frecvenţa F devine F = fH ). Se poate implementa un filtru comb cu utilizarea sumei şi altul cu utilizarea diferenţei; primul va filtra componenta C în timp ce al doilea va filtra componenta Y. Acestea vor fi folosite la decodorul NTSC pentru separarea semnalului de luminanţă de cel de crominanţă. În fig.5. se prezintă schema bloc pentru un decodor NTSC în care, pentru separarea semnalelor de luminanţă şi de crominanţă, sunt folosite filtre comb.

Fig.5. Decodor NTSC implementat cu filtre comb Din felul în care se alege frecvenţa purtătoare de culoare pentru sistemul NTSC ( “cu offset de fH ) rezultă că şi întârzierea TH a liniei de întârziere rezultă cu “ offset 2 T de ½ TN “ adică TH  455  N unde prin TN s-a notat perioada purtătoarei de culoare. 2

½ fH “ adică f N  455 

În consecinţă, dacă la intrarea liniei de întârziere se aplică semnalul compozit specific NTSC de forma EY + EIcosNt + EQsinNt atunci, la ieşire, semnalul întârziat cu durata TH dată de

3

reelaţia de mai sus, are partea de crominanţă cu faza inversată, adică este de forma EY + EIcos(Nt + 180°) + EQsin(Nt + 180°) = EY - EIcosNt - EQsinNt .

Fig.6. Filtru comb cu linie de întârziere de durată TH  455 

TN 2

Presupunând semnalul video de pe două linii consecutive (vezi fig.6. ) ca fiind extrem de asemănător, atunci la ieşirea sumatorului se va obţine fie semnalul de luminanţă EY de amplitudine dublă, fie semnalul de crominanţă (dacă se face diferenţa celor două semnale) de amplitudine dublă. Schema bloc din fig.5. respectă principiile expuse aici pentru implementarea unui filtru comb (utilizarea liniei de întârziere care asigură schimbarea fazei pentru unele semnale) Observaţie: în cazul utilizării în sistemul NTSC a unui filtru comb se acceptă presupunerea că semnalul video de pe două linii consecutive este practic identic (compromis care de altfel s-a făcut şi în cazul sistemului PAL). 2.2. Filtre comb folosite în sistemul PAL În cazul sistemului de televiziune color PAL nu numai componentele semnalului de luminanţă Y sunt întreţesute cu componentele U şi V ale semnalului de crominanţă dar însăşi cele două componente U şi V ale semnalului de crominanţă sunt la rândul lor întreţesute ! În consecinţă pot fi utilizate filtre comb pentru separarea semnalului de luminanţă de cel de crominanţă dar şi filtru comb pentru separarea celor două semnale de crominanţă. Separarea semnalelor U şi V prin utilizarea filtrelor comb Într-o primă fază, semnalul EY şi semnalul EC (cu cele două componente ale sale U şi V) sunt separate “clasic” cu ajutorul unui filtru de rejecţie şi a unuia trece bandă (ambele centrate pe 4,43 MHz). Apoi pe calea de crominanţă a decodorului PAL, semnalul EC = EU sin ωpt ± EV cos ωpt este separat în cele două semnale cu o schemă descrisă în paragraful “Decodor PAL” . La o analiză mai atentă, această schemă se dovedeşte a fi de fapt două filtre comb – unul de tip sumă şi cel de-al doilea de tip diferenţă. Operaţia de filtrare, în esenţă, se realizează iarăşi datorită faptului că linia de întârziere realizează şi o inversare a fazei semnalelor care întârziate. În plus, schema implementată cu cele două filtre comb realizează şi medierea necesară pentru corecţia erorilor de fază. Observaţie: separarea celor două componente, U şi V, ale semnalului de crominanţă nu este necesar să se realizeze prin filtrare comb deoarece însăşi ideea modulaţiei în cuadratură (aceea de a multiplica cele două semnale care poartă informaţia, cu sinus şi respectiv cosinus ) asigură, prin detecţia sincronă, separarea celor două semnale. Prin utilizarea filtrelor comb,

4

însă, “se împuşcă doi iepuri dintr-o lovitură” : se realizează şi separarea semnalelor dar şi medierea lor (operaţie strict necesară pentru a realiza corecţia erorilor de fază). Separarea semnalelor Y şi C prin utilizarea filtrelor comb Deoarece în cazul sistemului PAL, frecvenţa purtătoare de culoare se alege de maniera “ cu offset de ¼ fH “ adică fp = (283 + ¾) fH , rezultă că durata unei linii de explorare este TH = (283 + ¾) Tp unde Tp este perioada purtătoarei de culoare în sistemul PAL. Din această cauză, pentru ca la ieşirea liniei de întârziere, semnalul de crominanţă să aibă faza inversată (ideea de bază în implementarea unui filtru comb) este necesar ca întârzierea liniei să fie dublă, adică 2 TH. În principiu, filtrul comb se va realiza identic cu cel din decodorul NTSC, singura modificare fiind durata întârzierii. În cazul sistemului PAL, filtrul comb utilizat pentru separarea semnalului de luminanţă de semnalul de crominanţă este mult mai rar folosit decât în cazul NTSC deoarece :  În acest caz întârzierea este 2TH; presupunerea că semnalul de la intrarea liniei de întârziere este asemănător cu cel de la ieşirea liniei este mai puţin acceptabilă.  În cazul PAL frecvenţa purtătoarei de culoare este substanţial mai mare decât în cazul NTSC (4,43 MHz faţă de 3,58 MHz); în consecinţă şi componentele semnalului de luminanţă care printr-o filtrare clasică, în mod greşit ar fi interpretate drept semnal de crominanţă sunt de amplitudine mult mai mică şi deci filtrarea clasică este destul de performantă; Observaţie: Fie cazul unei imagini cu diferenţe mari între imaginile ce corespund la două linii de explorare consecutive, fig.7.

Fig.7. Imagine cu contraste orizontale puternice; a. redarea variaţiilor de tensiune printr-o operaţie de filtrare clasică; b. redarea variaţiilor de tensiune prin filtrare comb cu întârziere TH ; c. redarea variaţiilor de tensiune prin filtrare comb cu întârziere 2TH 5

În cazul unei astfel de imagine linia n-1 corespunde la o tensiune iar linia n corespunde la o cu totul altă valoare de tensiune. Printr-o operaţiune de filtrare clasică variaţia de tensiune este destul de corect redată. În cazul utilizării unui filtru comb cu o întârziere de TH şi mediere a celor două valori, liniile n-2, n-1 , n+1 şi n+2 , etc., sunt corect redate, în schimb linia n va avea un nivel intermediar datorită medierii. În cazul utilizării unui filtru comb cu o întârziere de 2TH şi mediere a celor două valori, liniile n-2, n-1 , n+2 şi n+3 , etc., sunt corect redate, în schimb liniile n şi n+1 vor avea nivele intermediare datorită medierii. Concluzie Filtrele comb redau incorect contururile orizontale care contrastează puternic. Aceste filtre vor avea tendinţa să „îndulcească” aceste contururi şi de aceea să deformeze imaginea originală. Facem totuşi precizarea că imaginile din natură de regulă nu prezintă astfel de contururi contrastante. În schimb, imaginile grafice pot prezenta astfel de contraste şi în cazul unor astfel de aplicaţii se va evita folosirea filtrelor comb. În NTSC sunt folosite circuite mai sofisticate care lucrează de regulă ca filtre comb şi, în momentul în care sunt detectate variaţii mari de la o linie la alta, comută automat într-o funcţionare de filtru clasic. De asemena în cazul în care semnalul video urmează să sufere o prelucrare de tip compresie JPEG sau MPEG, filtrarea comb, mai pretenţioasă, nu se mai justifică pentru că oricum, prin compresie, imaginea va avea de suferit.

6

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital Remember 1 cos(α  β )  cos(α  β )  2 1 sin α cos β  sin(α  β )  sin(α  β )  2 1 cos α cos β   cos(α  β )  cos(α  β )  2 1 sin 2 α  1  cos 2α  2 1 cos 2 α  1  cos 2α  2 1  sin ax dx   a cos ax 1  cos ax dx  a sin ax 1 1 1 1  cos ax sin bx dx  2 a  b cos(a  b) x  2 a  b cos(a  b) x 1 1 1 1  sin ax sin bx dx  2 a  b sin(a  b) x  2 a  b sin(a  b) x sin α sin β 

1

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital

Modulaţiile PSK şi QAM folosite în televiziunea digitală PSK - Phase-shift Keying ; QAM Quadrature Amplitude Modulation În cazul modulaţiei PSK se transmite semnalul Asin(ωt+φ) şi întreaga informaţie este conţinută în faza φ. Vom deosebi mai multe variante ale acestui tip de modulaţie.

1. Modulaţia BPSK ( Binary Phase-shift Keying) Deoarece semnalul util este binar, cu numai două nivele logice, 0 şi 1, şi faza φ va avea numai două valori, fie ele notate φ0 şi φ1. Uzual, pentru cazul binar, se vor folosi semnale conform tabelului următor: Simbol binar 1 0

Semnal transmis  A sin ωt  A sin ωt

Faza φ1 = 0º φ0 = 180º

Reprezentarea grafică a semnalelor folosite în acest tip de modulaţie se prezintă în fig.1. Cele două semnale folosite în acest caz pot fi reprezentate şi fazorial, în care caz drept abscisă (axa sinus) se foloseşte aşa numita axă I (In phase) iar drept ordonată (axa cosinus) axa Q (in Quadrature). Conform cu utilizarea descrisă în tabel, în cazul modulaţiei BPSK coordonata Q este 0 ( în cele două semnale folosite, vezi tabel, nu apare cosinus).

Fig.1. Reprezentarea fazorială şi grafică a semnalului BPSK

Codorul BPSK Codorul BPSK , fig.2., construieşte semnalul BPSK considerând că la intrare se aplică semnalul logic.

2

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital

Fig.2. Codor BPSK Structura codorului se compune din trei blocuri funcţionale: - oscilatorul care furnizează semnalul purtător sinωt; - circuit multiplicator; - circuit formator (notat Pulse Shaping Filter din motive care se vor vedea în paragrafele următoare) care simetrizează semnalul logic, adică în locul nivelelor corespunzătoare la 0 şi 1 logic, semnalul va avea nivelele –A şi respectiv + A ;

Decodorul BPSK Decodorul are rolul de a transforma semnalul BPSK în semnal logic (în aşa numita bandă de bază). Este construit în conformitate cu principiul detecţiei sincrone, adică se bazează pe refacerea semnalului purtător.

Fig.3. Decodor BPSK Structura decodorului este: - oscilatorul de la recepţie; este esenţial ca acesta să refacă semnalul purtător sinωt exact în fază şi frecvenţă cu cel folosit la codare; în acest scop se va folosi o informaţie de sincronizare (nereprezentată în fig.3.). - circuit de multiplicare; - un filtru trece jos sau un bloc integrator; - circuit comparator care compară semnalul primit la intrarea sa cu potenţialul masei (0 volţi) şi va furniza la ieşire semnal cu nivele logice 0 sau 1, în funcţie de rezultatul comparaţiei.

3

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital

În esenţă, funcţionarea decodorului este descrisă în cele ce urmează. Semnalul BPSK recepţionat este multiplicat cu purtătoarea refăcută. După multiplicare se va obţine  A sin 2 ωt sau  A sin 2 ωt adică A  1  cos 2ωt  (1) 2 Blocul care urmează după multiplicator are rolul de a elimina componenta cos2ωt din semnalul (1) obţinut după multiplicare.

Această eliminare se poate realiza în două moduri: - filtrare trece jos; nu se foloseşte această metodă deoarece varianta cu integrare oferă mult mai multe facilităţi (se va vedea în paragrafele următoare). - integrare În cazul celei de-a doua variante, după integrare rezultă T0 T A  A A 0 I    1  cos 2ωt  dt    T0   cos 2ωt dt  2  2 2 0 0  

(2)

Pentru a elimina termenul în sin2ωt care urmează să rezulte din a doua integrală, intervalul de integrare 0 – T0 se alege de aşa manieră încât acest termen să fie 0 !! Ţinând cont de periodicitatea primitivei care se obţine după integrare, limita superioară de integrare se va alege de forma T0 = n T unde T = 1/f este perioada şi respectiv frecvenţa semnalului purtător sinωt. Cu această alegere a limitelor de integrare, valoarea pentru întreaga integrală din (2) va rezulta: A I   T0 (3) 2 A Se observă că (3) ne furnizează exact  (ceea ce ne interesa) multiplicat cu constanta T0. 2 În continuare, comparatorul va compara valoarea I a integralei, dată de (3), cu valoarea 0 volţi şi va furniza la ieşire simbolul logic 0 sau 1 după cum I<0 respectiv I>0. Observaţii: 1. Limita de integrare este T0 = n T ; în consecinţă durata simbolului binar (o vom nota Tb ) trebuie să fie cel puţin mai mare decât intervalul de integrare, adică Tb ≥ T0 . La limită, vom considera intervalul de integrare chiar egal cu durata unui simbol binar, adică Tb = T0. De aici rezultă că frecvenţa de bit şi implicit debitul de date binare (măsurat în Mbit per secundă) este corelat cu durata de integrare din decodor! 2. Conform observaţiei 1, perioada semnalului de bit este multiplu întreg al perioadei semnalului purtător. 3. Dacă există o mică defazare (notată α) între semnalul sinusoidal folosit la emisie şi cel de la recepţie, după multiplicarea din decodor, în loc de termenul în sin2 vom avea o expresie de forma sinωt sin(ωt+ α). Calculele exacte arată că prin integrare şi de data aceasta se va elimina primitiva de pulsaţie 2ω şi rezultatul va fi asemănător cu cel dat de (3) – în fapt este

4

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital expresia dată de (3) multiplicată cu cosα. În concluzie, decodorul este „robust”, în sensul că admite mici defazaje (α < 90º) între semnalul folosit la emisie şi cel reprodus la recepţie

2. Modulaţia QPSK Quadrature Phase-shift Keying În cazul modulaţiei QPSK şirul de date binare se va împărţi în grupe de câte 2 simboluri şi fiecărei astfel de grupe i se va aloca o anumită fază – în consecinţă în modulaţia QPSK se vor folosi patru faze discrete. Tabelul următor descrie semnalele conform reprezentării fazoriale din fig.4.a., folosită aproape în exclusivitate. Grup simboluri binare 00 01 10 11

Semnal transmis A sin ωt  A cos ωt A sin ωt  A cos ωt  A sin ωt  A cos ωt  A sin ωt  A cos ωt

Faza Φ00 = 225° Φ01 = 135° Φ10 = 315° Φ11 = 45°

O reprezentare fazorială ca în fig.1., fig.4. , ... poartă numele de constelaţia semnalului modulat PSK. Semnalul QPSK rezultat conform constelaţiei din fig.4.a. are deci forma S  2A sin  ωt  φ    A sin  ωt   A cos  ωt 

(4)

Fig.4. Două variante posibile de constelaţii QPSK

Codorul QPSK Codorul primeşte la intrare un şir de date binare (data stream) şi furnizează la ieşire semnalul QPSK de forma celui descris de relaţia (4).

5

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital

Fig.5. Codor QPSK În structura codorului deosebim: - Convertorul serie-paralel; din funcţionarea unui astfel de convertor, fig.6., reţinem faptul că dacă la intrare datele binare au frecvenţa fb, la ieşire vor avea frecvenţa înjumătăţită fb/2 (în general, în cazul unui convertor cu n ieşiri, frecvenţa va fi fb/n). - Oscilator în cuadratură care furnizează simultan semnalele purtătoare sinωt şi cosωt. - În construcţia codorului se pun în evidenţă două ramuri cu construcţia şi funcţionarea similară cu cea a codorului BPSK din fig.2. Diferenţa constă în faptul că ramura superioară lucrează cu sinωt iar ramura inferioară cu cosωt. - Sumatorul furnizează la ieşire semnalul QPSK dat de relaţia (4).

Fig.6. Funcţionarea unui convertor de date binare serie-paralel

Decodorul QPSK

Fig.7. Decodor QPSK

6

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital Decodorul QPSK se bazează tot pe refacerea celor două purtătoare urmată de multiplicare, integrare şi comparare, identic cu schema decodorului BPSK. De altfel toate observaţiile făcute la BPSK cu privire la durata timpului de integrare se păstrează şi aici. Observaţii: 1. Ramura superioară din decodor, care realizează multiplicarea cu sinωt , în urma integrării va elimina (ca urmare a alegerii timpului de integrare T0 !!) în întregime orice informaţie legată de termenul cosωt din semnalul QPSK dat de relaţia (4). Cu alte cuvinte la integratorul de pe ramura superioară se obţin numai informaţii cu privire la abscisa notată I din semnalul descris de constelaţia din fig.4. 2. Ramura inferioară din decodor, care realizează multiplicarea cu cosωt, va furniza numai informaţii cu privire la ordonata Q din constelaţia dată de fig.4. Concluzie În cazul modulaţiei QPSK biţii impari b1b3b5... modulează BPSK purtătoarea sinωt iar biţii pari b2b4b6... modulează BPSK purtătoarea cosωt. La decodare separarea celor două semnale purtătoare se realizează prin mecanisme specifice detecţiei sincrone de la modulaţia QAM, adică prin multiplicare cu sinωt şi cosωt urmată de integrare .

Consideraţii privind zgomotul Considerând canalul de comunicaţii ideal, semnalul transmis coincide cu cel recepţionat. Reprezentând semnalul recepţionat în sistemul de axe I şi Q, acesta va avea aceeaşi formă cu constelaţia prezentată în fig.4.a.

Fig.8. Semnal QPSK recepţionat 7

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital În prezenţa zgomotului, semnalul recepţionat diferă de cel transmis – va avea altă amplitudine, fază, etc. În consecinţă poziţia fazorilor din constelaţia fig.4.a. se modifică. În fig.8. se prezintă grafic semnalul QPSK recepţionat în cazul unui canal cu zgomot AWGN (Additive White Gaussian Noise). Reprezentările grafice s-au obţinut prin simulare în Matlab. Simularea se referă la transmiterea unui data stream de lungime mai mare de 107 biţi. Se observă din fig.8. că pe măsură ce zgomotul este mai puternic, dispersia fazorilor recepţionaţi se măreşte şi aceştia se depărtează de poziţia ideală (a patra imagine grafică, cea cu raport semnal/zgomot = 4dB are altă scară de reprezentare şi de aceea pare mai mică) Analizând funcţionarea decodorului din fig.7. observăm că el asigură luarea unei decizii corecte chiar şi în cazul recepţionării unui semnal cu zgomot. Astfel: - comparatorul de pe ramura superioară compară coordonata I (abscisa) a semnalului recepţionat cu 0; dacă I>0 decide că bitul b1,b3 ...etc este 1 logic; dacă I<0 decide că bitul b1,b3 ...etc este 0 logic. - În mod similar, comparatorul de pe ramura inferioară compară coordonata Q (ordonata) a semnalului recepţionat cu 0; dacă Q>0 decide că bitul b2,b4 ...etc este 1 logic; dacă Q<0 decide că bitul b2,b4 ...etc este 0 logic. În concluzie, decodorul din Fig.7. asigură o decodare conform cu regiunile de decizie prezentate în fig.9. astfel: Semnalul recepţionat se situează în Cadran 1 Cadran 2 Cadran 3 Cadran 4

Decizie 11 01 00 10

Dacă zgomotul este atât de puternic încât semnalul recepţionat se situează în alt cadran faţă de cel care a fost transmis, evident că semnalul decodat va fi eronat. De exemplu, se transmite secvenţa 01, adică semnalul A sin ωt  A cos ωt situat în cadranul 2 fig.4.a. şi, datorită zgomotului, se recepţionează semnal în cadranul 1, deci secvenţa 11. La recepţie, după decodare, primul bit este eronat şi al doilea este corect.

Fig.9. Regiunile de decizie ale decodorului QPSK O ultimă observaţie este legată de eficienţa transmisiei digitale. Imaginea din fig.10. arată clar faptul că modulaţia QPSK are o eficienţă dublă faţă de BPSK.

8

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital

Fig.10. Modulaţia QPSK oferă o eficienţă dublă faţă de BPSK

3. Modulaţia 16 QAM În acest caz şirul de date binare se împarte în grupe de 4 biţi şi la fiecare astfel de grup se alocă un semnal analogic distinct. Este deci nevoie de 16 semnale distincte. Dacă s-ar folosi numai modulaţia în fază, ar fi vorba de 16 faze distincte ceea ce ar duce la o apropiere între semnale şi implicit la o probabilitate mărită de eronare a informaţiei. De exemplu, în cazul BPSK diferenţa între cele două faze este de 180º iar în cazul QPSK diferenţa este de 90º. În cazul a 16 faze distincte, diferenţa s-ar micşora la 22,5º... Soluţia adoptată este folosirea simultană a modulaţiei în fază şi în amplitudine ceea ce conducea la aşa numita modulaţie în amplitudine în cuadratură - QAM.

Fig.11. Constelaţia 16 QAM şi două variante de mapare În cazul modulaţiei 16 QAM cele 16 semnale distincte sunt aranjate într-o constelaţie care este prezentată în fig.11. În legătură cu acest aranjament se pun în evidenţă următoarele idei; a. Distanţa între două semnale alăturate este 2d. În acest fel se optimizează regiunile de decizie şi se egalizează probabilitatea de decizie eronată la recepţie. b. Notarea (mapping = maparea) semnalelor se face în ordinea codului Gray. În acest fel două regiuni de decizie alăturate diferă printr-un singur bit. Astfel, dacă se transmite o informaţie (de exemplu 0101) şi eronarea este atât de mare încât semnalul recepţionat se află în regiunea învecinată (spre dreapta – fig.11.) atunci la recepţie se decodifică o informaţie în care numai un bit este eronat şi restul totuşi sunt corecţi (1101 în exemplul nostru – numai primul bit este eronat). În fig.11. se prezintă două variante de 9

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital mapare, ambele în ordinea Gray. În fig.11.a. ordinea Gray porneşte de la primul semnal din stânga jos şi se aplică tuturor semnalelor din constelaţie; în fig11.b. primii doi biţi (cei mai semnificativi) fixează cadranul (stabilit tot în ordine Gray) iar următorii doi stabilesc poziţia în interiorul unui cadran. c. Forma generală a semnalului este S  t   M sin ωt  N cos ωt (5) d. Fiecare din amplitudinile M şi N poate să aibă valoarea -3A, -A, +A sau +3A.

Problemă Calculaţi coordonatele polare ale semnalelor din constelaţia fig.11. Câte faze şi câte amplitudini distincte au aceste semnale? (M şi N pot lua valorile -3A, -A, +A sau +3A)

Codorul 16 QAM

Fig.12. Codor 16 QAM Codorul 16 QAM are o arhitectură care respectă structura de principiu care a fost prezentată în paragrafele precedente. Blocurile de mapare şi stabilire a amplitudinii (mapping şi pulse shaping filter ) vor avea o implementare specifică, trebuind să asigure maparea în ordinea Gray precum şi cele patru nivele de amplitudine.

Decodor 16 QAM

10

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital

Fig.13. Variantă de decodor 16 QAM În construcţia unui decodor 16 QAM , fig.13., recunoaştem:  Blocurile oscilator sincronizat, multiplicator şi integrator care asigură calcularea coordonatelor M şi N ale semnalului recepţionat, adică amplitudinea lui sinωt şi respectiv cosωt (mai precis – vezi rel.(3) – o mărime strict proporţională cu amplitudinea; fără a greşi, în discuţia noastră vom generaliza şi vom considera că rel.(3) ne dă exact coordonata amplitudine, deci la ieşirea blocului integrator obţinem exact valoarea lui M respectiv N).  Amplitudinile M şi N sunt aplicate unor blocuri comparatoare S1, S2, S3 şi respectiv C1, C2, C3 care stabilesc exact regiunea de decizie în care se găseşte semnalul recepţionat (vezi mai departe funcţionarea acestor blocuri).  Maparea finală care converge codul binar obţinut la ieşirea comparatoarelor în secvenţa binară specifică regiunii de decizie şi apoi convertorul paralel-serie care furnizează şirul de date binare de la ieşire.

11

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital

Fig.14. Regiunile de decizie stabilite de cele două grupe de comparatoare În ceea ce priveşte funcţionarea blocului de comparatoare se fac următoarele observaţii:  Sunt două blocuri de comparatoare, S1S2S3 şi C1C2C3 care au structuri identice şi funcţionează similar; vom detalia funcţionarea unuia dintre ele, fie el blocul S1S2S3. o Pe intrările notate cu „+” ale comparatoarelor se aplică coordonata M furnizată de integrator. o Pe intrările notate cu „-„ ale comparatoarelor se aplică tensiunile din nodurile unei reţele de rezistenţe alimentate între –Vcc şi +Vcc. Rezistenţele sunt astfel alese încât valorile tensiunilor din nodurile reţelei rezistive să fie -2A, 0 şi +2A, adică exact la mijlocul intervalelor delimitate de cele patru valori de amplitudine folosite la codare (reamintim că amplitudinile folosite la codare sunt -3A, -A, +A, +3A). o În funcţie de valoarea concretă a semnalului M, cele trei comparatoare vor furniza la ieşire una din combinaţiile 000 sau 001 sau 011 sau 111 delimitând în acest fel regiunile de decizie reprezentate în imaginea stânga sus din fig.14.  Comparatoarele C1C2C3 vor delimita regiunile reprezentate în fig.14. dreapta sus.  Blocul de mapare combină informaţiile primite de la cele două grupe de comparatoare şi furnizează la ieşire datele D1D2D3D4 în conformitate cu constelaţia folosită.

12

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital Problemă Fie circuitul logic combinaţional având drept intrări cele şase ieşiri ale comparatoarelor, notate S1S2S3 C1C2C3, şi drept ieşiri datele D1D2D3D4. Întocmiţi Tabelul de adevăr al acestui circuit pentru maparea din fig.11.a., respectiv fig.11.b.

4. Modulaţia 64 QAM În cazul modulaţiei 64 QAM constelaţia semnalelor, fig.15., ne arată faptul că acum sunt folosite 8 nivele de amplitudine: -7A, -5A, -3A, -A, +A, +3A, +5A şi +7A. În rest, problemele legate de codare şi decodare sunt identice cu cele întâlnite în cazurile precedente.

Fig.15. Constelaţia semnalelor în cazul modulaţiei 64 QAM Această modulaţie, în ciuda eficienţei sale, este mai rar folosită fiind aplicabilă mai ales în cazul canalelor mai puţin zgomotoase.

Concluzii 1. În toate cazurile de modulaţie descrise mai sus, semnalul modulat se prezintă sub forma dată de relaţia (5), adică S  t   M sin ωt  N cos ωt

13

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital Amplitudinile M şi N iau valori discrete. Modulaţia BPSK

Amplitudinile M şi N M = ± A şi N=0

Eficienţă spectrală* 1

QPSK

±A

2

16 QAM

± A, ± 3A

4

64 QAM

± A, ± 3A, ±5A, ±7A

6

*Eficienţa spectrală este o mărime care va fi definită mai târziu; deocamdată ne mărginim să remarcăm faptul că reprezintă numărul de biţi care corespund la un simbol analogic (vezi şi fig.10.). Primele două variante de modulaţie pot fi interpretate şi numai ca modulaţie în fază, în timp ce ultimele două reprezintă clar ceea ce se numeşte modulaţie QAM. 2. Codorul are aceeaşi structură în toate cazurile şi cuprinde: oscilator în cuadratură, circuite de multiplicare, convertor serie-paralel şi circuite de alocare şi formare a amplitudinii. Observăm că aceste din urmă circuite, în cazurile cu mai multe nivele de amplitudine, se complică din punct de vedere constructiv (vom vedea că, din motive legate de alura spectrului semnalului transmis, forma amplitudinii semnalului purtător trebuie modelată ceea ce atrage după sine complicaţii şi mai mari în implementarea circuitelor – noroc cu implementarea numerică !). 3. Decodorul are aceeaşi structură în toate cazurile şi cuprinde: oscilator sincronizat (problema sincronizării acestuia se va trata distinct – evident necesită informaţie de sincronizare ce se va transmite de la emisie către recepţie !), circuite de multiplicare, blocuri de integrare, circuite de comparare şi bloc de mapare. Cu ajutorul circuitelor de multiplicare şi a celor două blocuri de integrare se calculează coordonatele M şi N ale semnalului recepţionat. În acurateţa calculului este esenţial să se fixeze intervalul de integrare de forma 0 - T0 unde T0 se va alege în legătură cu perioada semnalului purtător (mai exact multiplu a acesteia). De asemenea durata de integrare se alege corelată cu durata unui bit, adică în definitiv cu debitul de date binare. Şi în acest caz implementarea circuitelor se complică la variantele cu mai multe nivele. 4. În toate schemele structurale prezentate s-a sugerat o implementare analogică. Toate variantele moderne, însă, sunt realizate cu circuite numerice ce folosesc calcul numeric discret ( DSP-Digital Signal Processing). Într-o astfel de implementare, codorul realizează calculele (multiplicare, alocare de amplitudine, etc.) sub formă numerică şi exact în final este prevăzut cu un CNA (Convertor Numeric-Analog) care furnizează semnalul analogic ce se transmite pe cablu către antenă. În mod similar, decodorul este prevăzut exact la intrare cu un CAN şi apoi efectuează toate calculele (multiplicare, integrare, etc.) sub formă numerică.

5. Spectrul unui semnal digital Este interesant de stabilit o legătură între debitul de date binare şi banda de frecvenţe necesară pentru transmiterea acestor date. În acest scop vom face mai multe observaţii legate de transformata Fourier a unor semnale particulare (semnale care evident se aseamănă cu un semnal digital oarecare).

14

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital Dacă se consideră un impuls dreptunghiular de durată T0, atunci transformata Fourier, fig.16. pune în evidenţă asemănarea cu funcţia sinx/x.

Fig.16. Spectrul unui semnal de tip impuls

Fig. 17. Semnal impuls modulat: spectrul de amplitudini şi densitatea spectrală de putere.

15

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital Atât spectrul de amplitudini cât şi densitatea spectrală de puteri pun în evidenţă un lob principal cât şi lobii secundari. Amplitudinea lobilor secundari scade liniar cu frecvenţa ; în consecinţă cu atât mai mult, energia semnalului este puternic concentrată în lobul principal. În condiţiile în care semnalul impuls este de tipul cu modulaţie în amplitudine, fig.17., spectrele sunt deplasate cu frecvenţa semnalului purtător fc ( carrier). Dacă se consideră acum semnalul impuls care se repetă periodic cu perioada T, fig.18., se constată că acesta are un spectru discret (semnal periodic) şi în plus, dacă este modulat în amplitudine, spectrul său este translat cu frecvenţa semnalului purtător.

Fig.18. Impuls periodic şi spectrul său. Revenim la semnalul impuls şi facem observaţia că dacă impulsul dreptunghiular este transformat, în sensul de a creşte durata fronturilor şi de a da un anumit profil pentru fronturi, spectrul semnalului va avea lobii secundari puternic atenuaţi.

Fig.19. Fereastră Hann (Hanning)

16

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital Există diferite tehnici de modificare a impulsului dreptunghiular, cunoscute sub denumirea generică de „fereastră” (window); acţiunea de prelucrare a semnalului se va numi „windowing”:  Fereastră triunghiulară; fereastră trapezoidală.  Fereastră de tip „cosinus ridicat” (raised cosine); din această categorie fac parte aşa numita fereastră Hann (sau Hanning); fereastra Hamming; fereastra Blackman.  Fereastră Kaiser.  Fereastră Lanczos. În televiziunea digitală se foloseşte de regulă fereastra Hann reprezentată în fig. 19. Înainte de modularea MA, impulsurile dreptunghiulare provenite de la semnalul digital sunt modificate în acest sens de către blocurile numite „Pulse Shaping Filter”. Aceste blocuri fac parte din construcţia codorului– vezi fig.2, fig.5 şi fig.16 de la codoarele BPSK, QPSK şi respectiv 16 QAM. Fig.20. prezintă impulsuri periodice în diverse ipostaze (evident impulsul este modulat, în timp ce intervalul dintre impulsuri are nivel 0). Astfel se pune în evidenţă:  Perioada semnalului determină distanţa între liniile spectrale, altfel spus, densitatea liniilor spectrale.  Durata impulsului determină lăţimea de bandă a lobilor principali şi secundari; cu cât impulsul este mai îngust, cu atât lăţimea de banda este mai mare.  Lobul principal are o bandă de lăţime 2/T0 unde prin T0 am notat durata impulsului.  În plus, dacă impulsul este trecut printr-o fereastră Hann (în fig.20. pentru simplificarea desenului s-au reprezentat impulsurile de formă dreptunghiulară), se poate considera că spectrul semnalului se reduce numai la lobul principal .

Fig.20. Impulsuri periodice modulate în amplitudine

17

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital

Fig.21. Semnal dreptunghiular periodic modulat BPSK Figura 21 conţine reprezentat un semnal dreptunghiular periodic, modulat BPSK, pentru care se pot pune în evidenţă următoarele: a. Dacă se consideră modulat numai impulsul îngust, fig.21.a., de durată T0, spectrul are alura unui lob de lăţime 2/T0. b. Dacă se consideră modulat numai intervalul (T-T0), fig.21.b., atunci spectrul este mai îngust, având lăţimea 2/(T-T0); liniile spectrale sunt distanţate cu 1/T în ambele cazuri; c. Prin superpoziţie se obţine semnalul BPSK, fig.21.c., care are spectrul rezultat din însumarea componentelor celor două situaţii descrise mai sus; evident lăţimea spectrului pentru semnalul compus este dată de banda cea mai lată din situaţiile de la punctele a. şi b, adică de impulsul mai îngust (în cazul nostru de durată T0) Consecinţă Dacă se consideră un semnal digital oarecare, modulat PSK, fig. 22., atunci spectrul său este cuprins într-o bandă a cărei lăţime este dictată de cel mai îngust impuls. Acest „cel mai îngust impuls” coincide chiar cu un simbol analogic şi este de durată TS . În consecinţă rezultă banda de frecvenţă de lăţime 2/TS , centrată pe frecvenţa purtătoare fc, fig.21.c. 18

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital

Fig. 22. Semnal digital oarecare, modulat BPSK Observaţie Legătura dintre durata unui bit din semnalul digital (notată Tb) şi durata unui simbol analogic (notată TS) este legată de tipul de modulaţie folosit şi este prezentată în tabelul următor: Modulaţia BPSK

Durata TS = Tb

QPSK

2 Tb

16 QAM

4 Tb

64 QAM

6 Tb

Pentru a face o comparaţie în termeni unitari între diversele sisteme de transmisiune, vom considera totdeauna viteza de transmisiune a unui simbol analogic ştiind apoi că prin BPSK, QPSK, 16 QAM, etc. acesta de fapt corespunde la 1 bit, 2 biţi, 4 biţi, etc.

Concluzie Dacă se transmite un semnal PSK cu durata unui simbol de TS, acesta va avea un debit de 1/TS simboluri pe secundă şi va necesita o lăţime de bandă de 2/TS hertzi. Cu alte cuvinte, pentru transmiterea unui debit de date de valoare n simb/sec. este necesară o lăţime de bandă de 2n Hz. Pentru calculul debitului de date binare se va ţine cont de tipul de modulaţie folosit. Exemplu numeric Pentru un debit de date de valoare 1 MS/sec este necesară o bandă de lăţime 2 MHz. Pe de altă parte debitul de 1 MS/sec înseamnă 1 Mb/sec în BPSK; înseamnă 2 Mb/sec în QPSK; înseamnă 4 Mb/sec în 16 QAM; înseamnă 6 Mb/sec în 64 QAM. Definiţie Eficienţa spectrală se defineşte ca fiind raportul dintre viteza de transmisie a informaţiei şi lăţimea de bandă necesară acestei transmisii. În cazul unei transmisii de date digitale se defineşte ca fiind raportul dintre debitul de date binare exprimat în biţi/sec şi lăţimea de bandă necesară acestei transmiteri exprimată în Hz. Unitatea de măsură a eficienţei este bit/sec/Hz. Se observă că modulaţiile 16 QAM , 64 QAM , etc., oferă eficienţe spectrale superioare, plata pentru performanţele sporite fiind complexitatea aparaturii (vezi fig.12., fig.13.) şi robusteţea sistemului la erori (vezi regiunile de decizie, fig.14.; pentru 64 QAM regiunile de decizie vor rezulta mai mici; în general regiunile de decizie sunt din ce în ce mai mici pe măsură ce avem modulaţii de ordin mai mare).

19

Tehnici de modulaţie folosite în TV digital O valoare privind eficienţa spectrală a unui sistem de transmisie digitală este oferită de limita Nyquist. Această limită spune că pentru un semnal de bandă limitată W este necesară o eşantionare la frecvenţă cel puţin 2W astfel încât semnalul original să poată fi reconstruit corect pornind de la semnalul eşantionat. În cazul unui semnal digital vom pune problema exact invers: este evident că semnalul digital având durata unui simbol TS poate fi reconstituit corect dacă este eşantionat odată pe fiecare simbol; rezultă perioada de eşantionare T S şi deci frecvenţa de eşantionare 1/TS; dar la o frecvenţă de eşantionare 1/TS corespunde o bandă a semnalului transmis de lăţime pe jumătate, adică lăţime 1/2TS ! Banda indicată de limita Nyquist rezultă mult mai mică decât cea pe care am dedus-o mai sus ! Aceasta însă trebuie interpretată ca o valoare limită. Recapitulare Determinarea legăturii dintre debitul de date, pe de o parte, şi lăţimea de bandă necesară pentru realizarea transmisiei, pe de altă parte, prezintă o ambiguitate. Această neclaritate este determinată de faptul că semnalul digital are numai 2 nivele. Pentru refacerea sa nu este necesar să fie refăcut cu acurateţe întregul semnal (privit ca semnal analogic), ci este necesară numai informaţia cu privire la faptul dacă amplitudinea sa depăşeşte sau nu pragul care separă nivelul de 0 logic de nivelul de 1 logic. În consecinţă banda de frecvenţă necesară pentru transmiterea semnalului digital depinde de metoda concretă în care se transmite semnalul şi se implementează decodorul. Mai jos indicăm valorile limită pentru lăţimea de bandă necesară în transmiterea unui semnal digital: 1. Limita Nyquist – pentru a realiza un debit de date de W simb/sec este suficientă o bandă de lăţime de W/2; aceasta este valoarea limită cea mai optimistă. 2. Analiză Fourier pentru un semnal modulat BPSK - pentru a realiza un debit de date de W simb/sec este necesară o bandă de lăţime de 2W; aceasta este o valoare sigură, care permite refacerea destul de completă a semnalului digital privit ca semnal analogic. 3. Modulaţie OFDM (combinată cu BPSK) – pentru a realiza un debit de date de W simb/sec este necesară o bandă de lăţime tot W (se va vedea în capitolele următoare); dacă în cadrul OFDM se folosesc modulaţii PSK superioare, atunci lăţimea de bandă este micşorată în mod corespunzător. Problemă Se dispune de un canal având lăţimea 4 MHz; ce viteză de transmisie de date digitale poate asigura acest canal ? Soluţie: - limita Nyquist = viteză de 8 Mbit/sec. - BPSK = viteză de 2 Mbit/sec.; (evident QPSK = viteză 4 Mbit/sec.; 16 QAM = 8 Mbit/sec. ; 64 QAM = 12 Mbit/sec. , etc. ). - OFDM = viteză de 4 Mbit/sec (iarăşi dacă este combinat cu QPSK, 16 QAM, etc, viteza creşte corespunzător)

20