Clase D Design Valtemar2017.pdf

Hochschule für Angewandte Wissenschaften München Fakultät für angewandte Naturwissenschaften und Mechatronik

Bachelorarbeit

Entwicklung und Aufbau eines Closed-Loop-Spread-Spectrum-KlasseD-Audioverstärker-Demonstrators

Betreuer: Prof. Dr. Helmut Fischer Erstprüfer:

Verfasser: Andreas Hippelein

Prof. Dr. Helmut Fischer Zweitprüfer: Prof. Dr. Otto Parzhuber

3. Januar 2015

Zusammenfassung Der Klasse-D Verstärker stellt eine moderne technische Möglichkeit dar,um einen effizienten und qualitativ hochwertigen Audioverstärker zu realisieren. In dieser Arbeit werden die Grundlagen seiner Funktionsweise vorgestellt und in einer für Studenten verständlichen Schaltung umgesetzt. Hierzu wurde die Klasse-D Topologie in ihre einzelnen Funktionseinheiten zerlegt, ihr jeweiliges Anforderungsprofil ermittelt und es wurden die Schnittstellen zwischen den Funktionsteilen bestimmt. Mit diesen Informationen war es dann durch den Einsatz von Simulationssoftware möglich, ein Modell eines Klasse-D Verstärkers zu entwickeln, das im nächsten Schritt auf einer Leiterplatte umgesetzt wurde. Aufgetretene Probleme wurden behoben und der Verstärker umfangreich auf seine Eigenschaften untersucht. Zum Schluss der Arbeit werden noch Ansätze dargelegt, wie der Aufbau weiter verbessert werden kann.

University of Applied Sciences Munich Department of Applied Sciences and Mechatronics

Bachelor’s Thesis

Development and Construction of a Closed-Loop Spread-Spectrum Class-D Audio Amplifier Demonstrator

Advisor: Prof. Dr. Helmut Fischer Author:

First examiner:

Andreas Hippelein

Prof. Dr. Helmut Fischer Second examiner: Prof. Dr. Otto Parzhuber

3. Januar 2015

Abstract The class-D amplifier is a modern technical possibility to realize an efficient and highquality audio amplifier. In this bachelor’s thesis, the basics of its operation are presented and implemented in a circuit understandable for students. Thus, the class D topology was broken down into its individual functional units and then its requirements and the interfaces between the functional parts were determined. With this information and through the use of simulation software, it was then possible to develop a model of a class-D amplifier, which was implemented on a circuit board in the following step. The problems encountered were solved and the amplifier was extensively examined regarding its characteristics. Finally future approaches are discussed, as to how the structure could be further improved.

Inhaltsverzeichnis 1 Motivation

3

2 Technische Grundlagen 2.1 Grundschaltungen für Audioverstärker 2.2 Modulation . . . . . . . . . . . . . . . 2.3 Schaltverstärker . . . . . . . . . . . . . 2.4 Signalrückgewinnung/Demodulation . . 2.5 Totzeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.6 Gatetreiber . . . . . . . . . . . . . . . 2.7 Feedbackschleife . . . . . . . . . . . . . 2.8 Systemtheoretische Grundlagen . . . . 2.9 Total Harmonic Distortion . . . . . . . 2.10 Spread Spectrum Technik . . . . . . . 3 Schaltungsentwurf 3.1 Globale Anforderungen 3.2 Designentscheidungen . 3.3 Modulator . . . . . . . 3.4 Auswahl der Mosfets . 3.5 Tiefpass . . . . . . . . 3.6 Gatetreiber . . . . . . 3.7 Totzeit . . . . . . . . . 3.8 Dreieckgenerator . . . 3.9 Feedbackschleife . . . .

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4 Realisierung auf einer Leiterplatte 4.1 Globale Anforderungen . . . . . . 4.2 Designentscheidungen . . . . . . . 4.3 Platzierung der Schaltungsteile . 4.4 Modulator . . . . . . . . . . . . . 4.5 Gatetreiber . . . . . . . . . . . . 4.6 Totzeit . . . . . . . . . . . . . . . 4.7 H-Brücke . . . . . . . . . . . . . 4.8 Dreieckgenerator . . . . . . . . . 4.9 Feedbackschleife . . . . . . . . . . 4.10 Aufgetretene Probleme . . . . . .

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3 3 5 6 7 9 10 12 12 14 14

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16 16 16 17 18 19 21 25 27 29

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32 32 32 33 34 34 35 35 36 37 37

5 Test- und Messergebnisse 5.1 Modulator . . . . . . . . . 5.2 Dreieckgenerator . . . . . 5.3 H-Brücke . . . . . . . . . 5.4 Gatetreiber . . . . . . . . 5.5 Totzeit . . . . . . . . . . . 5.6 Feedbackschleife . . . . . . 5.7 Frequenzspreizung . . . . 5.8 Ausgangsleistung . . . . . 5.9 Wirkungsgrad . . . . . . . 5.10 Total Harmonic Distortion 5.11 Signal-to-Noise Ratio . . .

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40 40 40 41 42 43 43 44 45 46 46 47

6 Zusammenfassung und Fazit

49

7 Ausblick

51

8 Anhang 8.1 Abbildungsverzeichnis . . . . . . . . . . . . . . 8.2 Schaltpläne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8.3 Boardlayout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8.4 Maple Worksheet . . . . . . . . . . . . . . . . . 8.5 Klirrfaktor Messwerte . . . . . . . . . . . . . . . 8.6 Literaturverzeichnis . . . . . . . . . . . . . . . . 8.7 Versuchsanleitung für das Praktikum Elektronik 8.8 Datenblätter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8.9 Selbstständigkeitserklärung . . . . . . . . . . . .

53 53 55 61 63 68 69 70 80 81

2

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Motivation

In vielen technischen Anwendungsbereichen müssen Signale verstärkt werden, um den anwendungsspezifischen Zweck zu erreichen. Hierfür werden sogenannte Leistungsverstärker eingesetzt. Diese Verstärker haben gleichzeitig diverse Anforderungen zu erfüllen. Sie sollen das Originalsignal möglichst wenig verändern (z.B. Rauschen oder Nichtlinearitäten), einen hohen Wirkungsgrad besitzen, wenig kosten, geringe elektromagnetische Störungen verursachen und über eine kleine Bauform bei einer gleichzeitig hohen Leistung verfügen. Vor allem in mobilen Anwendungen sind der Wirkungsgrad und die Baugröße entscheidende Faktoren für die Wahl der verwendeten Technologie. Auch in der Beschallungstechnik ist die geringe Abwärme und die damit erreichbare Leistungsdichte von hoher Bedeutung. Ein Klasse-D Verstärker ist eine technische Realisierung eines Leistungsverstärkers, der heutzutage die meisten der oben genannten Anforderungen gleichzeitig in sich vereinen kann.

2 2.1

Technische Grundlagen Grundschaltungen für Audioverstärker

Es gibt viele verschiedene Arten, einen Leistungsverstärker für Audioanwendungen zu realisieren. Im Folgenden werden die drei grundlegenden Möglichkeiten mit ihren Vor- und Nachteilen vorgestellt. Weitere Varianten sind meistens Mischungen aus diesen drei Grundtypen. +Vcc Klasse-A Verstärker Der Klasse-A Verstärker ist im Prinzip ein Bipolartransistor in Emitterschaltung. Der Transistor wird im linearen Bereich seiner Kennlinie betrieben, und so zeichnet sich dieser Verstärker durch eine sehr hohe Linearität aus. Ungünstigerweise liegt der theoretisch erreichbare Ue Wirkungsgrad bei maximalen 6,25%, und die aufgenommene Leistung ist unabhängig von der abgegebenen Leistung an der Re Rv Ua Last konstant. Zusätzlich wird der maximale Strom durch den Emitterwiderstand Re , und damit die maximale Ausgangsleis-Vcc tung, erheblich begrenzt [11]. Abbildung 1: Klasse-A

Klasse-B Verstärker Wenn man nun den Emitterwiderstand des Klasse-A Verstärkers durch einen pnp-Transistor ersetzt, erhält man den komplementären Emitterfolger. Dadurch sind wesentlich höhere Ausgangsleistungen und deutlich bessere Wirkungsgrade zu erreichen. Nachteile dieser Schaltung in Abbildung 2 sind die Übernahmeverzerrungen, die entstehen, wenn die Eingangsspannung den Bereich zwischen +0.7V und −0.7V passiert, in dem beide Transistoren sperren. 3

+VCC

+Vcc T1

U1

R1

U2

R2

UE

Ue Rv

UA

Ua T2

-Vcc

-VCC

Abbildung 2: Klasse-B

Abbildung 3: Klasse-AB

Klasse-AB Verstärker Mit dem Gegentakt AB-Betrieb wird nun versucht, die Übernahmeverzerrungen des B-Betriebs zu verringern. Hierzu wird durch eine zusätzliche Beschaltung eine Vorspannung der Transistoren erreicht. Durch diese Vorspannung fließt immer ein kleiner Ruhestrom durch die Transistoren. Der nichtlineare Bereich der Kennlinie wird signifikant reduziert und es kann eine sehr hohe Verstärkerqualität erreicht werden. Ein Problem hierbei ist die Abstimmung der Komponenten. Beide Transistoren müssen eine möglichst gleichförmige Stromverstärkung aufweisen. Zusätzlich ergeben sich Probleme durch eine temperaturbedingte Erhöhung des Ruhestroms, der zu einer weiteren Erwärmung und letztlich zu einer Zerstörung der Transistoren führen würde. Diese Schaltung hat sich aufgrund ihrer guten linearen Eigenschaften und ihrem relativ einfachen Aufbau im Audiobereich durchgesetzt. Sie besitzt einen maximalen Wirkungsgrad von 78,5% bei Vollaussteuerung [11]. Klasse-D-Verstärker Die Klasse-D arbeitet nach einem grundlegend anderen Prinzip. Im Gegensatz zum Klasse-A/AB Verstärker, arbeiten die Transistoren im Ausgangspfad des Verstärkers nicht im linearen Bereich ihrer Kennlinie, sondern nur zwischen dem gesperrten Betrieb und in Sättigung. Hierfür sind Mosfets besonders gut geeignet, da sie sehr schnell schalten und im leitenden Zustand nur einen sehr geringen Widerstand Rdson besitzen. Dieser liegt gewöhnlich im Bereich einiger mOhm. Somit kann ein Klasse-D Verstärker theoretisch einen Wirkungsgrad von 100%, praktisch zwischen 90% und 95%, erreichen. Deshalb hat sich der Klasse-D Verstärker vor allem im mobilen Bereich durchgesetzt, der auf eine Versorgung durch Batterien oder Akkumulatoren angewiesen ist. Durch den hohen Wirkungsgrad besitzt der Klasse-D Verstärker gegenüber den anderen Verstärkerklassen eine geringere Abwärme bei gleicher Leistung. Dies reduziert signifikant die nötigen Kühlmaßnamen, durch die wiederum wesentlich kompaktere Verstär-

4

ker gebaut werden können. Die geringere Baugröße ist ein Vorteil im PA-Bereich (Public Address z.B. bei Konzertbeschallung). Hier sind Verstärkerracks mit Leistungen oberhalb von zehn Kilowatt nur mit der Klasse-D sinnvoll realisierbar. Modulation

Signalrückgewinnung Komparator Schaltverstärker

Tiefpass

Abbildung 4: Prinzip eines Klasse-D Verstärkers

Vereinfachtes Modell der Klasse-D Das Grundprinzip des Klasse-D Verstärkers ist die Verstärkung eines digitalen, also eines zustandsdiskreten, Signals. Wie in Abbildung 4 dargestellt, kann man den Klasse-D Verstärker in die drei folgenden Funktionsblöcke einteilen: Modulation, Schaltverstärker, Signalrückgewinnung.

2.2

Modulation

Eine Modulation stellt im Prinzip die Anpassung eines Nutzsignals an einen Übertragungskanal dar. Im Fall der Mosfet H-Brücke handelt es sich um einen zustandsdiskreten, zeitkontinuierlichen Übertragungskanal. Daher muss das Audiosignal in eine zustandsdiskrete Form gebracht werden, in diesem Fall mit zwei Zuständen (High und Low). Wie in Abbildung 5 dargestellt, wird das Nutzsignal, in diesem Fall eine sinusförmige Spannung, mit einem Dreieck- oder Sägezahnsignal verglichen. Sobald die Amplitude des Dreiecksignals die des Sinus übersteigt, schaltet die Vergleichsschaltung den Ausgang auf Low, sobald die Dreieckamplitude die des Sinus wieder unterschreitet, schaltet sie auf High. Hieraus ist ersichtlich, dass der Tastgrad, also das Verhältnis zwischen Rechteckpuls und -abstand, durch die Höhe der Amplitude des Nutzsignals verändert (moduliert) wird. Das ursprüngliche Signal ist nun, vereinfacht gesagt, die Fläche unterhalb des Rechtecksignals (bei der gleichen

5

Abbildung 5: Modulationsschema mit Dreieck Amplitude). Die Modulation bringt allerdings Fehler (Verzerrungen) in das ursprüngliche Signal ein, wie zum Beispiel das Quantisierungsrauschen sowie die nicht-harmonischen Verzerrungen, die durch Intermodulationen des Modulationssignals mit dem Nutzsignal entstehen.

2.3

Schaltverstärker

Da das Signal nach dem Modulator in einer zustandsdiskreten Form vorliegt, können die Amplitude und die Strombelastbarkeit des Signals mittels eines Schaltverstärkers angehoben werden. Der Schaltverstärker kann als Halb- oder Vollbrücke mit Transistoren, in diesem Fall mit n-Kanal Mosfets, realisiert werden. Beide Varianten bringen individuelle Vor- und Nachteile mit sich, die im Folgenden erläutert werden. Halbbrücke Die Halbbrückenschaltung in Abbildung 6a ist die einfachste Variante der Leistungsstufe eines Klasse-D Verstärkers. Sie lässt sich mit wenigen Bauteilen (nur zwei Mosfets und ein Gatetreiber) und deshalb mit geringen Kosten realisieren. Allerdings hat dies zur Folge, dass eine negative Spannungsversorgung zur Verfügung stehen muss. Außerdem ist eine Rückkopplungsschaltung zur Korrektur einer Gleichstromabweichung zwingend erforderlich [2]. H-Brücke Die H- oder auch Vollbrücke genannte Anordnung in Abbildung 6b, hat den Vorteil, dass keine negative Versorgungsspannung zur Verfügung gestellt werden muss. Dies wird erreicht, indem der Brückenzweig, also die Verbindungsstelle zwischen den beiden Halbbrücken, alternierend angesteuert wird, was bedeutet, dass immer abwechselnd entweder Q1 und Q4 oder Q2 und Q3 leiten. Dies hat zwar den Nachteil, dass doppelt so viele Bauteile wie in der Halbbrücke eingesetzt werden müssen, aber es ergibt sich ein deutlicher Vorteil in der Linearität sowie eine nichtexistente Gleichstromabweichung und die Möglichkeit eine Drei-Zustands-PWM einzusetzen [2].

6

Aus den Grafiken 6a und 6b wird deutlich, dass Schwankungen der Spannungsversorgung direkt auf den Ausgangszweig übertragen werden. Daher ist entweder eine extrem gute Spannungsversorgung (z.B. im Batteriebetrieb) oder eine weitere Beschaltung zur Erhöhung der PSRR (Power Supply Rejection Ratio) notwendig. +VCC

+VCC

Q1

Q2

Q3

Q4

H

L

-VCC

(a) Halbbrücke

(b) H-Brücke

Abbildung 6: Brückenschaltungen

2.4

Signalrückgewinnung/Demodulation

Wie im Abschnitt 2.2 bereits erwähnt, ist das ursprüngliche Signal die Fläche unterhalb des pulsweitenmodulierten Signals. Somit ist es mithilfe eines Integrators möglich, das ursprüngliche Signal wieder zurückzugewinnen. Es gibt unterschiedliche Möglichkeiten, einen solchen Integrator zu realisieren. In diesem Fall, mit besonderem Fokus auf die Verlustleistung, kann nur ein fast verlustfreier LC-Tiefpass, der aus einem Kondensator und einer Spule mit möglichst geringem äquivalenten Serienwiderstand besteht, eingesetzt werden. Im Fall der H-Brücke muss für jede Seite ein separater Filter verwendet werden. Da ein Lautsprecher ein mechanisch träges Bauteil ist, hat er auch die Eigenschaft, höherfrequente Signalanteile stärker zu dämpfen als niederfrequente. Vollständiges Modell Da das vereinfachte Modell noch nicht alle nötigen Eigenschaften für einen realen Aufbau enthält, wird es nun um drei Funktionsblöcke erweitert (Abb. 7). Hierbei handelt es sich um die Totzeiterzeugung und die Gatetreiber, die nötig sind, um die Mosfets gemäß ihrer Spezifikationen anzusteuern sowie um die Feedbackschleife, die die Linearität und die PSRR der Schaltung verbessert und zusätzlich eine Möglichkeit darstellt, die Ausgangsleistung verlustfrei zu kontrollieren. 7

Levelshift/ High-SideTreiber

Tiefpass

Tiefpass

Levelshift/ High-SideTreiber

Low-SideTeiber

Totzeit

Low-SideTreiber

Totzeit

Komparator

Feedback Fehlerverstärker

Abbildung 7: Detaillierte Darstellung des Klasse-D Verstärkers

8

2.5

Totzeit

In einer H-Brücke dürfen die jeweils in Reihe geschalteten Transistoren (Q1 und Q3 sowie Q2 und Q4 , siehe Abbildung 6b) niemals gleichzeitig leiten (Ugs High), da sonst die Versorgungsspannung Vcc und die Masse kurzgeschlossen werden würden. Da die Mosfets im leitenden Zustand einen sehr geringen Innenwiderstand besitzen, hätte dies einen sehr großen Strom zur Folge. Dieser große Strom könnte den von dem Mosfet maximal ertragbaren Strom übersteigen und damit zu dessen Zerstörung führen. Auch andere Schaltungsteile könnten beschädigt werden. Wie in Abbildung 7 zu sehen ist, werden die Highside und die Lowside Mosfet-Gatetreiber mit dem jeweils invertierten Signal angesteuert. Durch diese Ansteuerung befinden sich die beiden übereinanderliegenden Mosfets immer im jeweils anderen Zustand, man könnte daher annehmen, dass dies den Kurzschluss verhindern würde. Da Mosfets aber, im Gegensatz zu Bipolartransistoren, im Übergangsbereich des Schaltmoments leiten, reicht es nicht, sie nur invertiert zu betreiben. Mosfets leiten, bis die Threshholdspannung Ugs (typischerweise 3V) unterschritten ist. Gleichzeitig hätte aber der “anschaltende” Mosfet die Threshholdspannung bereits überschritten, was zu den oben genannten Konsequenzen führen würde. Um dieses Problem zu umgehen, muss die Ansteuerung der Mosfets mit einer Totzeit wie in Abbildung 8 versehen werden. Diese Totzeit verzögert das Einschalten bzw. zieht das Ausschalten des komplementären Mosfets vor. Durch diese Art der Signalformung kann sichergestellt werden, dass einer der Mosfets sperrt, bevor der Andere leitet. Die Totzeit führt zwangsläufig zu Highside Totzeit

High UGS Highside Low High UGS Lowside Low Lowside Totzeit Keine Überlappung

Abbildung 8: Signalverlauf UGS mit Totzeit Übernahmeverzerrungen und ist somit eine der Hauptursachen für nicht-harmonische Verzerrungen im Ausgangssignal. Je geringer die Totzeit der Schaltung wird, desto höher wird die Wahrscheinlichkeit eines Kurzschlusses (Shoot-Through), aber desto geringer werden die Übernahmeverzerrungen. Es gilt daher, an dieser Stelle zwischen dem sicheren Betrieb 9

und der Qualität der Verstärkung des Systems abzuwägen. Hierbei muss auch die Veränderlichkeit von Bauteilparametern (vor allem durch Temperaturveränderungen) über den gesamten Betriebsbereich der Schaltung berücksichtigt werden.

2.6

Gatetreiber

Die Ansteuerung eines Mosfets erfolgt über die Gate-Source Spannung UGS . Das Gate eines Mosfets kann, vereinfacht gesagt, als Kondensator mit sehr geringer Kapazität (Cg typ. 2nF [2]) und einem Ladewiderstand Rg aufgefasst werden. Nun sollte das Gate, um den verlustbehafteten Bereich der Kennlinie zwischen Sperren und Sättigung gering zu halten, so schnell wie möglich umgeladen werden. Damit der Mosfet seinen geringsten Innenwiderstand Rdson erreicht, ist es zusätzlich notwendig, dass die Gatespannung mindestens 10V über der Sourcespannung liegt. Um diese Anforderungen zu erfüllen, werden spezielle Schaltungen, die sogenannten Gatetreiber, eingesetzt. Lowside Der Lowside Gatetreiber hat die Aufgabe, einen möglichst großen Strom zum Laden des Gates zur Verfügung zu stellen. Dies lässt sich mit einzelnen Bipolartransistoren, Bipolargegentaktstufen oder auch mit parallel geschalteten Logikbausteinen realisieren. Letztere werden aber nur in integrierten Gatetreibern eingesetzt. Beim Lowsidetreiber ist es ausreichend, die Versorgungsspannung der H-Brücke mit dem Gate zu verbinden, um die Bedingung Ugs > 10V zu erreichen. Highside Der Highsidetreiber hat, neben der Bereitstellung eines möglichst großen elektrischen Stroms, auch noch die Aufgabe, die nötige Spannung zur Versorgung der Gates zur Verfügung zu stellen. Hier ist der Sourceanschluss, im Gegensatz zum Lowside-Mosfet, nicht mit der Masse verbunden. Das Sourcepotential befindet sich im Betrieb auf der Höhe der Versorgungsspannung. Da die maximal von der Spannungsversorgung verfügbare Spannung die Versorgungsspannung ist, muss also eine zusätzliche Schaltung implementiert werden, um die Bedingung Ugs > 10V zu erfüllen. Hierzu wird eine sogenannte Bootstrap-Schaltung verwendet. Des Weiteren gibt es die Möglichkeit, einen DC-DC-Wandler oder eine Ladungspumpe (Step-Up-Converter) einzusetzen, die als integrierte Bauelemente erhältlich sind. Diese hätten den Vorteil, dass der Mosfet auch dauerhaft eingeschaltet bleiben könnte. Integrierte Bauteile sind aber aufgrund des Demonstrationscharakters für den Aufbau nicht erwünscht. Bootstrapping Die Bootstrap-Schaltung nutzt den Effekt, dass auf eine Potenzialänderung auf der einen Seite eines geladenen Kondensators eine Potenzialänderung auf der anderen Seite folgt [1]. Der Knoten K in Abbildung 9 ist mit dem Sourceanschluss des Highside-Mosfets und mit dem Drainanschluss des Lowside-Mosfets verbunden. Um also die Bedingung Ugs > 10V 10

30V 15V

+VCC

Q1 Q1 "an" Q2 "aus"

HighsideGatetreiber

UC=15V

+VCC

K 15V 0V

Q1 "aus" Q2 "an"

Q2 LowsideGatetreiber

Abbildung 9: High- und Lowside-Gatetreiber mit Bootstrap für den Highside-Mosfet zu erfüllen, muss das Gatepotenzial um 10V größer sein als das Potenzial des Knotens K. Solange der Lowside Mosfet leitet, wird das Potenzial des Knotens K mit der Masse verbunden und befindet sich somit bei 0V . Nun wird der Kondensator C über die Bootstrap-Diode durch Vcc auf 15V geladen. Wenn jetzt der Lowside Mosfet sperrt und das Gate des Highside-Mosfets mit Vcc verbunden wird, steigt das Potenzial im Knoten K auf 15V . Durch den auf 15V geladenen Kondensator ergibt sich eine direkte Potenzialänderung vor der Bootstrap-Diode auf 15V + 15V = 30V . Die Bootstrap-Diode verhindert einen Stromfluss zu dem nun niedriger liegenden Potenzial Vcc . Nun kann der Gatetreiber die um 15V über dem Sourcepotenzial liegende Spannung mit dem Gate verbinden und der Mosfet seinen geringsten Innenwiderstand erreichen. Bedingt durch Leckströme im Gate entlädt sich der Bootstrapkondensator. Daher muss die Zeit, die der Highside-Mosfet leitet, gegenüber dem Spannungsabfall, der durch die Leckströme entsteht, klein sein. Zusätzlich muss genug Zeit zur Verfügung stehen, um den Kondensator nachzuladen. Die benötigte Speicherkapazität des Kondensators berechnet sich einerseits aus der Zeit, während der der Mosfet leitet und andererseits aus dem akzeptablen Spannungsabfall des Kondensators. CBootstrap =

Qgesamt ∆Uakzeptabel

(1)

Die benötigte Ladungsmenge lässt sich mit einem Sicherheitsaufschlag für die Leckströme aus dem Datenblatt des Mosfets ermitteln. Für die meisten Anwendungen ist ein Spannungsabfall am Kondensator um 1V tolerabel. Treiberleistung und Strom Da es sich beim Treiben des Gates sozusagen um das Laden und um das Entladen eines Kondensators handelt, lässt sich die benötigte Leistung für die Lowside- sowie die Highsidetreiber leicht aus der Schaltfrequenz fschalt , der benötigten

11

Gateladung Qgate und der benötigten Spannungsänderung Ugs berechnen. Ptreiber = fschalt · Qgate · Ugs

(2)

Der benötigte Strom lässt sich analog aus der gewünschten Einschaltzeit berechnen: Itreiber =

2.7

Qgate tan

(3)

Feedbackschleife

Wie in Abschnitt 2.3 bereits beschrieben, kommt es bei einer direkten Verbindung der HBrücke mit ihrer Spannungsversorgung zu dem Problem, dass Schwankungen in der Spannungsversorgung unmittelbar auf das Ausgangssignal des Verstärkers wirken. Dieser rückwirkungsfreie Signalweg ist das Merkmal des Open-Loop-Verstärkers. Um das Problem der Empfindlichkeit gegenüber Schwankungen der Versorgungsspannung (PSRR) anzugehen, wird die Schaltung um ein rückwirkendes System, in diesem Fall eine Regelschleife, erweitert. Dies ist dann das Prinzip des Closed-Loop-Klasse-D Verstärkers. Bei einem Verstärker mit Halbbrücke ist sie zwingend erforderlich [2]. Bei einer Vollbrückenschaltung ist sie nicht notwendig, wenn eine sehr gute Spannungsversorgung vorliegt (z.B. bei akkubetriebenen Verstärkern). Die Feedbackschleife wird durch das Subtrahieren des abgeschwächten Ausgangssignals von dem Eingangssignal realisiert. Hierbei muss ein besonderes Augenmerk auf die Stabilität der Schaltung gelegt werden.

2.8

Systemtheoretische Grundlagen

Open-Loop Verstärker als LZI-System Unter systemtheoretischer Betrachtung ist die Eingangsspannung USoll des Systems die Steuergröße, die das Ausgangssignal UOut direkt steuert. Das ist das Kennzeichen des Open-Loop-Verstärkers (offener Wirkungsweg, Abb. 10). Hierbei wirken alle vor oder nach dem verstärkenden System eingebrachten Störun-

USoll

System

UOut

Abbildung 10: LZI-Modell des Systems gen direkt auf das Ausgangssignal Uout . Im Fall von den vor dem Verstärker eingebrachten Störungen, wirken sie sogar um den Verstärkungsfaktor vergrößert (Abb. 11). Durch eine geschickte Konstruktion können die eingebrachten Störungen reduziert werden. Dies ist aber, je nach Anforderung extrem aufwendig und meist sind nicht alle Störungen vorherzusehen. Praktikabler ist es, durch einen Regler das Ausgangssignal und seine Differenzen vom Sollwert zu erfassen und dieses Ergebnis vom Eingangssignal zu subtrahieren (Abb. 12). 12

UNoise USoll

Uout

System

Abbildung 11: System mit Störungen Somit würde die Sollwertdifferenz entfernt werden und es würden sogar unvorhergesehene Störungen des Signals beseitigt werden. Closed-Loop Verstärker als LZI-System Laut der Definition nach DIN 19226 ist: Das Regeln, die Regelung, ein Vorgang, bei dem eine Größe, die zu regelnde Größe (Regelgröße), fortlaufend erfasst wird, und mit einer anderen Größe, der Führungsgröße, verglichen, und abhängig von dem Ergebnis dieses Vergleichs im Sinne einer Angleichung an die Führungsgröße beeinflusst wird. Kennzeichen für das Regeln ist der geschlossene Wirkungsablauf, bei dem die Regelgröße im Wirkungsweg des Regelkreises sich fortlaufend selbst beeinflusst [12]. Dies ist das Prinzip des Closed-Loop-Verstärkers. UNoise USoll

Regler

System

Uout

Messung

Abbildung 12: Geschlossener Wirkungskreislauf

Stabilitätskriterium Diese Rückkopplung des Ausgangssignals auf den Eingang hat nicht nur Vorteile. Bei einer falschen Dimensionierung der Rückkopplung kann das System instabil werden und zu Eigenschwingungen neigen. Zur einfachen Veranschaulichung wird nicht die Ortskurve des Frequenzgangs zur Visualisierung der Stabilität genutzt, sondern es wird auf ein Bodediagramm mit Amplituden- und Phasengang zurückgegriffen. Daraus ergibt sich die Stabilität des Systems aus dem Stabilitätskriterium von Nyquist [12]. Laut diesem ist ein geschlossener Regelkreis stabil, sobald im Bodeplot des offenen Regelkreises die Phasenverschiebung bei einer Kreisverstärkung von K = 1 größer als −180◦ ist. Der Abstand oberhalb der −180◦ -Linie wird als Phasenreserve bezeichnet und sollte zwischen 50◦ ± 10◦ liegen. Dies lässt sich aus der charakteristischen Gleichung der Regelstrecke ermitteln.

13

2.9

Total Harmonic Distortion

Die Total Harmonic Distortion (THD) ist definiert: Als das Verhältnis der summierten Leistungen aller Oberschwingungen eines Signals zur Leistung der Grundschwingung [13]. Im Audiobereich wird meist das Verhältnis der Amplituden des Effektivwerts der Spannung der jeweiligen Harmonischen Un verwendet. Üblicherweise werden die ersten fünf Harmonischen der Grundfrequenz zur Ermittlung der THD verwendet. Die THD hat große Ähnlichkeit mit dem Klirrfaktor. T HD%audio

2.10

p U2 2 + U3 2 + U4 2 + ... + Un 2 = U1

(4)

Spread Spectrum Technik

Die Spread Spectrum Technik hat zwei grundsätzliche Einsatzgebiete: Einerseits in der Militärtechnik, um Störbarkeit und Abhörbarkeit von Signalen zu verringern, andererseits in der Technik im Allgemeinen, um die Anforderungen der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) mit geringerem Aufwand einhalten zu können [3]. Bei digitalen Signalen wird das sogenannte Spread Spectrum Clocking (SSC) eingesetzt. Hierbei wird der Takt, mit der die Schaltung arbeitet (im Fall eines Klasse-D-Verstärkers die Modulationsfrequenz), laufend über einen gewissen Frequenzbereich verändert. Die abgestrahlte Energiemenge der

Abbildung 13: Spektrum mit und ohne Frequenzspreizung Schaltung ist im frequenzgespreizten und nicht-frequenzgespreizten Betrieb identisch, wird aber bei einer Spreizung von 200 bis 220kHz über einen Frequenzbereich von 20kHz verteilt. Dieses Prinzip ist in Abbildung 13 [4] dargestellt. Damit reduziert sich die spektrale Leistungsdichte, und die Vorschriften der EMV können leichter eingehalten werden, da sich diese immer auf die abgestrahlte Leistung der jeweiligen Frequenz bezieht.

14

Bei einem nicht-frequenzgespreizten Klasse-D Verstärker ist ein Ausgangsfilter notwendig, da sonst die Modulationsfrequenz mit hoher Leistung über die Lautsprecherkabel, die wie Antennen wirken, abgestrahlt werden würde. Dieser Ausgangsfilter besteht normalerweise aus Spulen und Kondensatoren. Vor allem die Spulen mit der benötigten Induktivität besitzen eine relativ große Bauform. Zusätzlich haben die Spulen und Kondensatoren nichtlineare Eigenschaften, welche sich negativ auf die Qualität des Ausgangssignals auswirken können. Hier lassen sich durch die Spread-Spectrum-Technik Kosten und Baugröße reduzieren und die Audioperformance weiter erhöhen.

15

3

Schaltungsentwurf

3.1

Globale Anforderungen

Da der Verstärker zur Demonstration einer H-Brückenschaltung für die Drittsemester des Studiengangs Mechatronik der Hochschule für angewandte Wissenschaften München eingesetzt werden soll, ergeben sich folgende Unterschiede im Anforderungsprofil des Klasse-D Verstärkers. • Diskreter Aufbau: Die Schaltung sollte von einem Drittsemester vollständig verstanden werden können • Keine integrierten Lösungen für Funktionsmodule wie z.B. die Modulation oder Gatetreiber • Realisierung des Schaltverstärkers mit einer Mosfet H-Brücke • Ein Klirrfaktor, der unterhalb der Wahrnehmungsschwelle (1% THD) eines ungeschulten Gehörs liegt • Spannungsversorgung mit Labornetzteilen • 8-Ohm lastfähig • Realisierung auf einer Leiterplatte • Einbau von Messpunkten Aus diesen Anforderungen ergeben sich Einschränkungen bezüglich der erreichbaren Qualität des Ausgangssignals.

3.2

Designentscheidungen

Während des Entwurfs mussten einige Parameter der Schaltung subjektiv festgelegt werden. Die maximal vorkommenden Spannungen dürfen die Sicherheitskleinspannung(<25V AC) nicht überschreiten, da Studenten mit der Schaltung in Kontakt kommen könnten und dies einen Stromschlag zur Folge haben könnte. Dies ist für die Dimensionierung der Bauteile extrem wichtig. Daher ergeben sich folgende Parameter: • Versorgung Logikteil: ±5V • Versorgung Leistungsteil: +15V • Schaltfrequenz: > 100kHz

16

LTSpice Im Entwurfsstadium wurde extensiv das Simulationsprogramm LTSpice eingesetzt. Ohne den Einsatz von Simulationssoftware wäre das Entwickeln der Schaltung nicht möglich gewesen. Hierbei ist klar geworden, dass manche Modelle, wie die der Bipolartransistoren, nicht vollständig sind, und somit nicht alle Effekte wie z.B. das Verhalten der Transistoren in Sättigung dargestellt werden können. Trotzdem ist prinzipiell der gesamte Verstärker in Spice aufgebaut und simuliert worden und verhält sich in der Realität tatsächlich näherungsweise wie die Simulation.

3.3

Modulator

Der Modulator ist eine verhältnismäßig einfache Schaltung. Wie in Abschnitt 2.2 bereits erklärt, muss das Audiosignal mit einem Dreieck mittels eines Komparators verglichen werden, um das pulsweitenmodulierte Signal zu erhalten. Dies führt in der Realisierung zu folgenden Anforderungen. Lokale Anforderungen: • Versorgung: ±5V • Möglichst steile Flanken • Ausgangsspannung zwischen M asse und 5V • Invertierender und nicht-invertierender Ausgang Zu diesem Zweck wird nun der Ultrafast ground-sensing Comparator LT1712 von Linear Technologies eingesetzt. Dieser kann alle genannten Anforderungen in einer Einheit realisieren. +5V UDreieck

10k

UPWM invertiert G

UNutzsignal

LT1712 UPWM 10k -5V

Abbildung 14: Aufbau des Modulators

17

Simulation Im Rahmen der Simulation wurde ein Modell (Abb. 15) erstellt und die Eingänge wurden mit Testsignalen bespielt. In den Ausgangssignalen in Abbildung 16 kann man sehr gut die Veränderung der Pulsbreiten über den relativen Amplituden der Eingangssignale erkennen.

Abbildung 15: Simulationsmodell des Modulators

Abbildung 16: Ergebnisse des Simulationsmodells des Modulators

3.4

Auswahl der Mosfets

Für eine gute Funktion der Schaltung ist die richtige Auswahl der Mosfets essenziell, da sowohl der Klirrfaktor als auch der Wirkungsgrad von der erreichbaren Schaltgeschwindigkeit abhängig ist. Lokale Anforderungen: • geringe Schaltzeit: ⇒ hohe

dv dt

und geringe Qgate sowie geringer Rgate

• Spannungsfestigkeit: > 20V • Maximalstrom: > 10A • geringer Widerstand Rdson Bei der Suche nach passenden Mosfets eignen sich die speziell für Audioanwendungen entwickelten Mosfets von International Rectifier. Die IRFB5615 erfüllen die für den Demonstrator 18

vorgesehenen Anforderungen am besten. Ursprünglich wurden die IRF6645 in Betracht gezogen, da hier Gateladung und Rdson noch geringer sind. Da sieaber in einem DirectFet Gehäuse untergebracht sind und die Kontakte verdeckt auf der Unterseite liegen, sind diese nicht mehr von Hand zu löten. Somit werden die IRFB5615 im TO-220 Gehäuse, die einfacher zu verarbeiten sind, verwendet. Die genauen Bauteildaten befinden sich im Datenblatt im Anhang Abschnitt 8.8. Simulation In der Simulation (Abb. 17) wurde das Schaltverhalten des Mosfets im Zusammenhang mit den Gatetreibern untersucht. Den Simulationsergebnissen nach (Abb. 18) sollten sie gut für die angestrebten Ziele einzusetzen sein. Es wird eine hohe Signalflanke erreicht, sodass ein hoher Wirkungsgrad der Schaltung erreicht werden sollte.

Abbildung 17: Simulationsmodell des Mosfets

Abbildung 18: Ergebnisse des Simulationsmodells des Mosfets

3.5

Tiefpass

Der Lautsprecher stellt durch seine mechanische Trägheit bereits einen Tiefpass dar, der für die Rekonstruktion des ursprünglichen Signals ausreichend wäre. Durch ihre Antennenwirkung ist aber die elektromagnetische Strahlung der Lautsprecherkabel aufgrund der Vorschriften zur Elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) problematisch. Nun gilt es, diese Vorschriften einzuhalten. Diese besagen, dass ein System in einer elektromagnetischen Umwelt zufriedenstellend funktionieren soll, ohne dabei selbst elektromagnetische Störungen 19

in dieser Umwelt zu verursachen. Da also das Modulationssignal mit hoher Leistung abgestrahlt werden würde, muss es entfernt werden, bevor es die Lautsprecherleitung erreicht. Um dies zu erreichen, ist ein Tiefpassfilter vor den Lautsprecherklemmen notwendig. Lokale Anforderungen: • Verlustarmer Filter: → LC-Tiefpass • Spule und Kondensator mit möglichst geringem äquivalenten Serienwiderstand (ESR) • Grenzfrequenz oberhalb des Nutzsignals und unterhalb des Modulationssignals Da der Lautsprecher selbst nicht direkt mit der Masse verbunden ist, muss der Tiefpass für jede Seite des Lautsprechers ausgeführt werden (Abb. 19). Die Grenzfrequenz des Tief-

UQ2Source

UQ1Source 22uH

22uH

470n

470n

UQ3Drain

UQ4Drain

Abbildung 19: Tiefpass vor dem Lautsprecher passes wurde auf 50kHz festgelegt. So ist sichergestellt, dass der Tiefpass keinen Einfluss auf das Audiosignal nimmt, aber trotzdem noch ausreichend Abstand zur Modulationsfrequenz vorhanden ist. Außerdem sollte die Impedanz Z des Tiefpasses der Impedanz des Lautsprechers entsprechen, um Reflexionen auf der Leitung zu vermeiden. So ergibt sich die Grenzfrequenz [11]: 1 √ fg = (5) 2·π· L·C mit Z = 8Ω ergibt sich 8Ω Z = = 25.5µH 2 · π · fg 2 · π · 50000Hz

(6)

1 1 = = 402nF 2 · π · Z · fg 2 · π · 8Ω · 50000Hz

(7)

L= und C=

Dadurch, dass nur fixe Bauteilwerte verfügbar sind, wurden Spulen mit 22µH und Kondensatoren mit 470nF eingesetzt. So ergibt sich: fg =

2·π·

√

1 = 49495Hz ≈ 50kHz 22µH · 470nF 20

3.6

Gatetreiber

Da die Gatetreiber einen besonderen Einfluss auf die Gesamtqualität des Verstärkers haben, wurde viel Sorgfalt in ihren Entwurf gelegt. Zur Inspiration für den Entwurf wurden die in [8] vorgestellten Treiberschaltungen verwendet. Lokale Anforderungen: • Schaltfrequenz: > 100kHz • tSchalt : ≈ 100ns • Versorgung: 15V • Ugs :≥ 10V • Ansteuerung mit Logikpegel: 5V Da die Anforderungen an die Leistungs- sowie die Stromtragfähigkeit bei High- und Lowsidetreibers identisch sind, lassen sie sich mittels der Formeln (2) und (3) aus Abschnitt 2.6 berechnen. Die benötigte Ladungsmenge erhält man aus dem Datenblatt des Mosfets. Für die Berechnung der Werte wurden bereits die Bauteildaten der IRFB5615 verwendet. Ptreiber = fschalt · Qgate · Ugs Ptreiber = 100kHz · 26nC · 10V Ptreiber = 0.026W

Itreiber =

Qgate tan

26nC 100ns = 0, 26A

Itreiber = Itreiber

Die Low- und die Highside Treiberschaltungen sind prinzipiell identisch, allerdings wurde die Highsideschaltung um das Bootstrapping erweitert, damit die Anforderung Ugs ≥ 10V erfüllt werden kann, da der Sourceanschluss des Highside-Mosfets nicht mit der Masse verbunden ist. Lowside Die Gatetreiber sind als Bipolar-Gegentaktstufe realisiert. Auf der ersten Stufe wird der npn-Bipolartransistor BC817-40 mit einem vom Operationsverstärker kommenden Logiklevelsignal von 5V angesteuert. Dies ist nötig, um die zweite Stufe, ein PMD3001D, mit der nötigen Basisspannung zu versorgen. Dieser besteht aus einem NPN- und einem

21

PNP-Transistor in Gegentaktschaltung, die jeweils einen Dauerstrom von 1A und einen Impulsstrom von 2A aushalten können. Der 1 Ohm Widerstand zum Gate dient der Verringerung von Ringing auf der Gateleitung. +15V

BAS40

330 PMD3001D NPN

BAS40

1

UGate

330 UPWM mit Totzeit

PMD3001D PNP

BC 817-40

BAS40

Abbildung 20: Aufbau des Lowsidetreibers

Simulation Im Simulator konnten viele mögliche Varianten des Treibers (Abb. 21) getestet werden. In Abbildung 22 kann man das Verhalten der Treiber erkennen, vor allem die invertierende Wirkung der Schaltung, die bei der Wahl der Totzeit wichtig ist. Es sollte in der realen Schaltung eine hohe Flankensteilheit und damit ein hoher Wirkungsgrad erreicht werden können.

Abbildung 21: Simulationsmodell des Lowsidetreibers

22

Abbildung 22: Ergebnisse des Simulationsmodells des Lowsidetreibers Highside Die Highsideschaltung wurde mit einem sogenannten floating ground realisiert. Das bedeutet, dass sich das Massepotenzial des Schaltungsteils verändert. Dies hat keinen Einfluss auf die Arbeitsweise der Bipolartransistoren, da sich das Versorgungspotenzial durch die Bootstrapschaltung parallel mitverschiebt. Die benötigte Kapazität des Bootstrapkondensators ergibt sich mithilfe der Formel 1 in Abschnitt 2.6. CBootstrap =

Qgesamt ∆Uakzeptabel 26nC 1V = 26nF

CBootstrap = CBootstrap

Dieser Wert sollte mit mindestens einem Sicherheitsaufschlag um den Faktor 10 versehen werden, und zusätzlich empfiehlt es sich, einen größeren Kondensator parallel zur Stützung zu implementieren. Es sollte auch darauf geachtet werden, dass für die Versorgung “schnelle” Kondensatoren verwendet werden. Da diese verfügbar waren, wurde ein 1µF Keramikkondensator parallel mit einem 47µF Elektrolytkondensator eingesetzt. Mit diesem Aufbau +15V

B560C

BAS40

330 PMD3001D NPN

BAS40

1

UGate

1u

330 UPWM mit Totzeit

47u

PMD3001D PNP

BC 817-40

BAS40

QHighSource

Abbildung 23: Aufbau des Highsidetreibers sind die benötigten lokalen Anforderungen erfüllt. Zusätzlich wären die Treiber leistungs23

mäßig in der Lage, noch deutlich schneller (= höherer Strom) und mit höherer Frequenz zu schalten. Simulation In der Simulation wurde der Aufbau (Abb. 24) umfangreich getestet. Die Ergebnisse (Abb. 25) stellen die 5V Ansteuerspannung gegen die Gate-Source Spannung des Mosfets dar. Hier kann man erkennen, dass die Gatespannung immer 15V oberhalb der Sourcespannung sein wird.

Abbildung 24: Simulationsmodell des Highsidetreibers

Abbildung 25: Ergebnisse des Simulationsmodells des Highsidetreibers

Schottky-TTL Während des Aufbaus der realen Schaltung zeigte sich das Problem, dass die Bipolartransistoren nicht so schalteten wie erwartet, sondern erst mit einer Verzögerung von 500ns. Nach einer Untersuchung ergab sich, dass die Bipolartransistoren in Sättigung ein anderes Verhalten als in der Simulation zeigten. Dies konnte durch eine Erweiterung der Schaltung um eine sogenannte Schottky-Transistor-Transistor-Logik erreicht werden. Wird eine Schottkydiode zwischen Basis und Kollektor geschaltet, wie in Abbildung 20 und 23 zu sehen ist, werden die Transistoren nicht mehr in Sättigung getrieben und schalten wieder normal. Dies führt aber zu einer etwas flacheren Anstiegszeit, die aber im Rahmen der Anforderungen tolerabel ist.

24

3.7

Totzeit

Lokale Anforderungen: • Verzögerung einer fallenden Flanke eines Rechtecksignals • Versorgungsspannung: ±5V • Ausgangsspannung zwischen Masse und 5V • Möglichst hohe Flankensteilheit • Einstellbare Verzögerungszeit Wie in Abschnitt 2.5 bereits beschrieben, ist es zur korrekten Ansteuerung einer H-Brücke notwendig, eine Zeitverzögerung in die Signalflanken einzubringen. In dem Signal, das das Gate der Mosfets erreicht, muss dazu die steigende Flanke beider Signale (also dem invertierten und dem nicht-invertierten) verzögert werden. Da aber das Gatesignal, das vom Komparator kommt, durch die Gatetreiber selbst noch einmal invertiert wird, muss die fallende Flanke des Komparatorsignals verzögert werden. Die Totzeiterzeugung wird wieder mit einer Komparatorschaltung (Abb. 26) realisiert, indem ein 10pF Kondensator schnell geladen und langsamer entladen und die entstehende Spannung mit 2.5V verglichen wird. Die Ladekurve des Kondensators ist hierbei näherungsweise das ursprüngliche Signal, da der Strom über die Schottkydioden nicht begrenzt ist und den Kondensator direkt laden kann. Während der Entladung sperren diese Dioden aber, und der Kondensator wird über den 6kΩ Widerstand entladen, sodass es länger dauert, bis die Spannung unter 2.5V fällt. Die maximale Spannung des Kondensators U0 beträgt 5V . Die Spannung beim Ladevorgang ergibt sich durch:   − t uc (t) = U0 · 1 − e RC ·C

(8)

Beim Entladen durch: 

−R

uc (t) = U0 · e

t C ·C



(9)

Daraus ergibt sich die Lade- und die Entladezeit, bis die 2.5V Vergleichsspannung am Komparator von der Kondensatorspannung gekreuzt wird, und der Ausgang seinen Zustand wechselt. Beim Ladevorgang fließt der Strom über die Diode und daraus resultiert der Ladewiderstand RC = 0: tsteigendeF lanke

  uc (t) = −ln 1 − · RC · C U0 

tsteigendeF lanke

2.5V = −ln 1 − 5V

25

 · 0Ω · 10pF

tsteigendeF lanke = 0s Wie erwartet, wird das Signal der steigenden Flanke nicht verändert. Beim Entladevorgang fließt der Strom über den Widerstand RC = 6kΩ:  tf allendeF lanke = −ln  tf allendeF lanke = −ln

uc (t) U0

2.5V 5V

 · RC · C =

 · 6kΩ · 10pF

tf allendeF lanke = 41, 6ns Eine Totzeit von 42ns sollte eine ausreichend Marge für Bauteiltoleranzen und Temperatur+5V 1k

1k

UPWM

UPWMDelay

6k

G

LT1712 10p -5V BAS40

Abbildung 26: Aufbau der Totzeiterzeugung änderungen während des Betriebs enthalten. In der ursprünglichen Version war eine Diode verbaut, die selbst eine Kapazität von 600pF hatte und damit die Funktion der Schaltung negierte. Nach dem Erkennen des Fehlers, waren vor Ort nur BAS40-05 verfügbar. Da dies immer zwei Dioden in einem Gehäuse sind, sind in dem Aufbau die zwei Dioden dieses Typs parallel geschaltet. Nach dem Testen der Schaltung funktionierte nun alles ordnungsgemäß, weswegen keine Notwendigkeit gesehen wurde, weitere Modifikationen vorzunehmen. Simulation Das Simulationsmodell (Abb. 27) zeigt genau das erwartete Verhalten (Abb. 28). Hier wurden ebenfalls nachträglich die Dioden durch die BAS40 ersetzt. Die Simulation modellierte korrekt das fehlerhafte Verhalten mit der vorhergehenden Diode (MBRS130LT). Der Fehler lag darin, dass beim Ersetzen der idealen Bauteile in der Simulation durch die realen Bauteile das nochmalige Kontrollieren des Ausgangsverhalten dieses Schaltungsteils vergessen wurde.

26

Abbildung 27: Simulationsmodell der Totzeitgeneration

Abbildung 28: Ergebnisse des Simulationsmodells der Totzeitgeneration

3.8

Dreieckgenerator

Die Linearität der Flanken des Dreiecks nehmen maßgeblich Einfluss auf die Qualität der Modulation und damit auf die Qualität des Verstärkers. Lokale Anforderungen: • Spannungsversorgung: ±5V • Dreieckfrequenz: > 100kHz • Ausgangsamplitude: 2.5V • möglichst “spitzes” Dreieck Der Dreieckgenerator besteht aus einem Schmitt-Trigger, der ein Rechtecksignal im Ausgang erzeugt, und aus einem Integrator, der durch seine aufsummierende Wirkung aus dem Rechtecksignal ein Dreieck erzeugt. Dieses Dreieck dient als Eingang des Schmitt-Triggers. So entsteht dann der oszillierende Rechteck-Dreieck Generator (Abb. 29). Die Frequenz und die Amplitude des Dreiecks ergeben sich durch [6]: f= f=

R2 1 · 4 · R1 C · R3

(10)

80k 1 · = 250000Hz 4 · 20k 100p · 40k uˆDreieck = uˆRechteck · 27

R1 R2

(11)

100p +5V

+5V

LT1722 40k UDreieck LT1722 -5V

-5V 80k

20k

Abbildung 29: Aufbau des Dreieckgenerators uˆDreieck = 5V ·

20k = 1.25V 80k

Simulation Das Simulationsmodell des Dreieckgenerators (Abb. 30) scheint die angestrebten Ergebnisse zu liefern (Abb. 31). Bedingt durch die geringe Simulationsgeschwindigkeit, ist eine niederfrequente Störung (siehe Abschnitt 5.2) nicht zu erkennen. Erst nach dem Aufbau der Schaltung wurde die Simulation noch einmal mit wesentlich höherer Laufzeit durchgeführt und sie modelliert dieses Fehlverhalten korrekt. Nach einer Anpassung der Bauteile konnte der Dreieckgenerator aber stabilisiert werden.

Abbildung 30: Simulationsmodell des Dreieckgenerators

Abbildung 31: Ergebnisse des Simulationsmodells des Dreieckgenerators

28

3.9

Feedbackschleife

Für die Realisierung der Feedbackschleife wurde auf die Empfehlungen in [7] zurückgegriffen. Hierbei sind die beiden in Abschnitt 2.8 genannten Systemelemente, die Messeinrichtung und der eigentliche Regler, realisiert worden. Lokale Anforderungen: • Spannungsversorgung: ±5V • Subtrahierer für UQ1Source und UQ3Source • die Differenz muss tiefpassgefiltert werden mit Grenzfrequenz > 20kHz < 100Khz • der Verstärkungsfaktor muss einstellbar sein • ein Integrator für die addierten Signale Für die Messeinrichtung ist es notwendig, das um K1 abgeschwächte Differenzsignal der Ausgänge, das auf den Audiobereich beschränkt ist, zu erzeugen. Diese Aufgabe übernimmt ein aktiver Differenz-Tiefpass, der eine Mischung der Operationsverstärkergrundschaltungen des aktiven Tiefpasses und des Differenzverstärkers darstellt. Nun müssen noch das Rückkoppelsignal und das Nutzsignal voneinander subtrahiert und anschließend integriert werden. Hierfür werden die OPV-Grundschaltungen des Addierers und des Integrators gemischt, um den Summierintegrator zu erhalten. Da das Rückkoppelsignal um 90◦ phasenverschoben zum Nutzsignal ist, wird die Wirkung des Addierers umgekehrt und es ergibt sich ein Subtrahierer (Abb. 32). 10k 220p

220p

+5V

+5V

0-250k USourceQ1 USourceQ2 0-250k

10k

UFeedback

LT1722 LT1722

10k 10k

220p -5V

-5V UAudio

Abbildung 32: Aufbau der Feedbackschleife Die Grenzfrequenz eines aktiven Tiefpasses ergibt sich durch [11]: fc =

1 2πR2 · C 29

(12)

und damit ergibt sich: fc =

1 = 72343Hz 2π · 10kΩ · 220pF

Die Potenziometer im Proportionalteil der Schaltung bestimmen den Verstärkungsfaktor des aktiven Tiefpasses. Dadurch kann die Verstärkung der Rückkopplung und somit die Gesamtverstärkung der Schleife kontrolliert werden. Damit ist eine Lautstärkeregelung des Verstärkers möglich. Stabilität Die Stabilität der Regelschleife ergibt sich aus der charakteristischen Gleichung des Systems. Hierbei wird auf das Flussdiagramm aus Abschnitt 2.8 zurückgegriffen und um die verwendeten Übertragungsfunktionen erweitert.

UNoise USoll

Uout

GS(s)

GR(s)

GM(s) Abbildung 33: System mit Regelschleife Mit: GS (s) = Ks  GM (s) = Km 1 +

GR (s) =

(13) 

1

(14)

TN · s

1

(15)

TN · s

ergibt sich die Übertragungsfunktion des Systems: USoll GS (s)GR (s) = Uout 1 + GS (s)GR (s)GM (s)

(16)

und damit die charakteristische Gleichung: 1 + GO = 0 = 1 + GS (s)GR (s)GM (s) und somit: 1 + Ks ·

1 TN · s

 · Km 1 +

Mit den Bauteilparametern: KS = 20 30

1 TN · s

(17)

 =0

(18)

KP =

1 20

TN = R · C = 220pF · 10kΩ = 2.2 · 10−6 s lässt sich nun das Stabilitätskriterium mithilfe von Maple (siehe Abschnitt 8.2) auf die Regelschleife anwenden (Abb. 34):

Abbildung 34: Amplituden und Phasengang des offenen Kreises Man kann erkennen, dass der Abstand der Phase bei einer Schleifenverstärkung von K = 1 bei 51.84◦ liegt und die Regelschleife somit stabil ist. Außerdem kann auch noch der

Abbildung 35: Amplitudengang des geschlossenen Kreises Amplitudengang des Gesamtsystems ohne den Tiefpass am Ausgang berechnet und mithilfe von Maple visualisiert werden (Abb. 35). Es zeigt sich die fast lineare Verstärkung des Systems bis 20kHz, welche sich auch ein den Messungen des Amplitudengangs in Abschnitt 5.6 bestätigen. → alle Anforderungen erfüllt. 31

4

Realisierung auf einer Leiterplatte

4.1

Globale Anforderungen

Der Umstand, dass die Schaltung zur Demonstration genutzt werden soll, hat zur Folge, dass sich die Anforderungen an die Konstruktion von einem reinen Einsatzverstärker unterscheiden. Diese haben auch einen Einfluss auf die erreichbare Qualität des Verstärkers, was zu folgen Anforderungen führt: • Messpunkte für charakteristische Signale • Keine integrierte Schaltung möglich • Ausreichend Abstand zwischen den Bauteilen, um alles gut erkennen zu können

4.2

Designentscheidungen

Vor der Entwicklung der Leiterplatte mussten einige Designentscheidungen getroffen werden, um eine möglichst gute Funktion der Schaltung zu erreichen. Hierbei wurde auf die Empfehlungen von Hephaestus Audio zurückgegriffen [5]. • Eine möglichst durchgängige Massefläche • Trennung von der Massefläche des Logikteils und der des Leistungsteils • Auffüllen jedes Zwischenraums mit Kupfer, das mit der Masse verbunden ist • Möglichst geringe Distanz zwischen den Treibern und den Mosfets • Möglichst viele und große Entkoppelkondensatoren Aus Kostengründen wurde eine zweilagige (Top- und Bottomlayer) Leiterplatte verwendet. Diese konnte im Labor für autonome Systeme durch einen Leiterplattenfräser hergestellt werden. So konnte kein Lötstopp und keine Beschriftung aufgebracht werden. Daher ist in der fertigen Schaltung jegliches Kupfer zu sehen. Außerdem werden Kontaktstellen nicht vorher verzinnt, was die Anforderungen an die Fähigkeiten des Bestückers erhöht. Hierbei wurde auf Techniken zurückgegriffen, die in [10] gezeigt wurden. Zum Entwurf wurde die CadSoft EAGLE PCB Design Software in der für akademische Zwecke kostenfreien Version verwendet. Diese verfügt über die nötigen Funktionen die für die Konstruktion gebraucht wurden.

32

4.3

Platzierung der Schaltungsteile

Um zu vermeiden, dass sich die verschiedenen Schaltungen auf der Leiterplatte gegenseitig beeinflussen, wurden sie als abgeschlossene Blöcke realisiert (Abb. 36). Zusätzlich besteht das Problem, dass der durch die Massefläche zurückfließende Strom bei hohen Strömen Störungen verursachen würde, wenn er unter dem Logikteil fließen sollte. Daher wurden die Masseflächen der beiden Teile getrennt und außerhalb der Schaltung am Netzteil verbunden. Es wurde zwischen den Logik- und den Leistungsteil eine Stromschiene der Spannungsversorgung des Leistungsteils gelegt, um einen Abstand zwischen diesen zu erreichen. Da die Leiterplatte über zwei Lagen (Top- und Bottom-Layer) verfügt, wurden die Masseflächen auf der Unterseite (Bottom-Layer) platziert, alle anderen Teile befinden sich auf der Oberseite (Top-Layer). Die großen Masseflächen, die hierdurch realisiert werden konnten, sollten einen störungsarmen Betrieb ermöglichen. Da die Feedbackschleife Verbindungen zu den Masse Logikteil

Spannungsversorgung Logikteil

Spannungsversorgung Leistungsteil

Masse Leistungsteil

Gatetreiber Highside

Totzeit

Tiefpass Modulator

Gateteiber Lowside

Totzeit

H-Brücke

Dreieckgenerator

Gatetreiber Highside

Feedbackschleife

Gatetreiber Lowside

Tiefpass

Abbildung 36: Platzierungskonzept Seiten der H-Brücke benötigt, wurde sie im unteren Teil des Top-Layers der Leiterplatte platziert. Die Leiterbahnen der H-Brückenseiten wurden ebenfalls im unteren Bereich des Top-Layers verlegt, und somit konnte ausgeschlossen werden, dass sie nicht in der Nähe von anderen Schaltungsteilen verlaufen. Die Totzeitschaltungen sollten möglichst nahe an den Gatetreibern sein, sind aber trotzdem durch die breite Stromschiene von störenden Einflüssen geschützt. Da weder der Modulator noch der Dreieckgenerator spezielle Abhängigkeiten besitzen, wurden sie auf den übrigen Flächen platziert. Das Konzept konnte gut auf der Leiterplatte umgesetzt werden, da die Größe des Gesamtaufbaus nicht begrenzt war.

33

4.4

Modulator

Der Modulator ist ein relativ einfach realisierbarer Schaltungsteil, da nur die Spannungsversorgung und die Ein- sowie Ausgänge des LT1712 verbunden werden müssen (Abb. 37). Wie sich aber bei den Messungen in Abschnitt 5.1 zeigt, scheint es schwierig zu sein, Interferenzen zwischen dem Ein- und Ausgangssignal zu vermeiden. Hierbei hätte vermutlich ein erfahrenerer Layouter eine bessere Leitungsführung erzeugen können, um ein derartiges Übersprechen der Leitungen zu verhindern.

Abbildung 37: Realisierung des Modulators

4.5

Gatetreiber

Bei der Realisierung der Gatetreiber musste vor allem darauf geachtet werden, dass der Abstand des Gate-Treibers zu dem Gate des jeweiligen Mosfets möglichst gering ist, da auf dieser Leitung stark variierende Ströme fließen und es daher zu Problemen, bedingt durch die Induktivität der Leitung, kommen kann. Es wurden bei den Zuleitungen deutlich größere Leiterbahnbreiten verwendet, sodass dauerhaft etwa 3A Strom durch die Mosfets fließen können sollten. Im Dauertest über mehrere Stunden haben sich keine Probleme mit einer übermäßigen Erwärmung der Bauteile ergeben. Bei dem Highsidetreiber in Abbildung 38a ist links die Bootstrap-Diode zu erkennen und ganz rechts der Bootstrap-Kondensator und der Elektrolyt-Stützkondensator. Beim Lowsidetreiber in Abbildung 38b sind diese nicht notwendig. Ansonsten unterscheiden sich beide Aufbauten nicht. Da die Schottkydioden nachträglich eingefügt und auf die Transistoren montiert wurden, sind sie in den Abbildungen 38a und 38b kaum zu erkennen, weswegen an dieser Stelle auf Abbildung 43 verwiesen wird.

34

(a) Highside

(b) Lowside

Abbildung 38: Realisierung der Gatetreiber

4.6

Totzeit

Bei der Totzeitschaltung (Abb. 39) konnte auf LT1712 Dual Packages zurückgegriffen werden, wurdurch der Aufwand für die Leiterbahnen deutlich verringert werden konnte. In der Leitungsführung musste darauf geachtet werden, dass die beiden Ein- und Ausgangssignale möglichst abgeschirmt voneinander verlaufen. Die Spannungsversorgungsleitungen sind zwischen den Signalleitungen platziert, um ein Übersprechen zwischen den Leitungen zu verhindern. Wie in Abschnitt 4.10 erklärt, ist hier die MBRS130LT Diode durch die BAS40 Diode ersetzt worden.

Abbildung 39: Realisierung der Totzeit

4.7

H-Brücke

Die Realisierung der H-Brücke (Abb. 40) musste in Abstimmung mit den Gatetreibern und dem Ausgangsfilter umgesetzt werden. Hierbei musste auch noch ausreichend Platz gelassen werden, um die Kühlkörper montieren zu können. Die TO-220 Gehäuse wurden aufgrund der Kühlkörper aufrecht verbaut. Die vielen sichtbaren Elektrolytkondensatoren mit jeweils 47µF Kapazität und der 3300µF Kondensator auf der linken Seite, dienen zur Stabilisierung der Versorgungsspannung, wenn hohe Stromänderungen (z.B. durch bass-

35

lastige Musik) auftreten, und die Induktivität der Zuleitung sowie der Leiterbahnen der Stromänderung entgegenwirken würden. Vor den Spannungsbuchsen der Schaltung ist auch noch optional ein 47000µF Kondensator anschließbar.

Abbildung 40: Realisierung der H-Brücke

4.8

Dreieckgenerator

Ursprünglich war für die Realisierung des Dreieckgenerators sowie für die Feedbackschleife der Einsatz der Vierfach-Variante des LT1722 vorgesehen. Diese ist aber außerhalb Japans nicht verfügbar, weswegen ein Redesign mit einzelnen Operationsverstärkern des Typs Single LT1722 durchgeführt werden musste (Abb. 41). Es wurden Messpunkte für das Rechtecksowie das Dreiecksignal gesetzt.

Abbildung 41: Realisierung des Dreieckgenerators

36

4.9

Feedbackschleife

Bei der Rückkopplung sollten beim Layouten folgende Anforderungen erfüllt werden. Erstens mussten die Signale von den beiden Brückenseiten aus dem Leistungsteil in den Logikteil zurückgeführt werden. Zweitens mussten diese wieder mit ausreichend Abstand und ausreichend Kupfer versehen werden, um sich nicht gegenseitig zu beeinflussen. Hier musste auch das Stereopotenziometer untergebracht werden. Leider wurde das Gehäuse im Layout fehlerhaft eingezeichnet, was zu den aus der Leiterplatte herausgeführten Kontakten führt, die im unteren Teil von Abbildung 42 zu sehen sind. Deswegen ist das Potenziometer neben der Leiterplatte platziert. Die Jumper haben die Funktion, die Feedbackschleife vom Rest der Schaltung trennen zu können, um den Verstärker im Open- oder Closed-Loop Modus betreiben zu können.

Abbildung 42: Realisierung der Feedbackschleife

4.10

Aufgetretene Probleme

Der Leiterplattenentwurf eines Klasse-D Verstärkers ist anspruchsvoll. Daher kam es auch bei dieser Konstruktion zu Fehlern, die sich aber alle letztendlich korrigieren ließen. Gatetreiber Nach dem Bestücken der Leiterplatte wurden erste Tests durchgeführt. Dabei stellte sich heraus, dass die Gatetreiber nicht das erwartete Verhalten zeigten. Ihre An- und Abschaltzeiten hatten deutliche Verzögerungen, die das Ausgangssignal des Verstärkers erheblich verschlechterten (1.7% THD bei 1kHz). Nach eingehender Untersuchung zeigte sich, dass die Bipolartransistoren in Sättigung getrieben wurden, und dass dadurch die Schaltzeitverzögerungen entstanden sind. Dies ließ sich, wie in Abschnitt 3.6 beschrieben, durch das Einfügen von Schottkydioden beheben. Um das Fräsen einer neuen Leiterplatte zu vermeiden, wurden die Schottkydioden nachträglich eingefügt, indem sie direkt auf die Transistoren montiert wurden und indem die 37

Kontakte mit ausreichend Lötzinn verbunden wurden. Um weitere zeitraubende Bestellungen zu vermeiden, wurde auf die im Lager verfügbaren BAS40 zurückgegriffen, die in der Einfachvariante nicht ausreichend verfügbar waren, weswegen auf halbe Doppelvarianten zurückgegriffen wurde.

(a) BAS40 Dual Package

(b) BAS40

Abbildung 43: Schottky TTL

Fehler im Schaltplan Bei der Übertragung des Schaltplans aus dem Spice Simulationsmodell zu Eagle, kam es zu einem Fehler, obwohl die Übertragung von zwei Personen kontrolliert wurde. Beim Dreieckgenerator war die Zuleitung zum Modulator nicht mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers verbunden (an dem das Dreieck anliegt), sondern fälschlicherweise mit dem invertierenden Eingang. So konnte die Schaltung nicht funktionieren. Durch eine kleine Brücke mit einem lackierten Stück Kupferdraht (an den Enden wurde der Lack entfernt), konnte der Fehler behoben werden (Abb. 44).

Abbildung 44: Ersetztes Leitungsstück

38

Fehlerhafter Footprint Bei den zwei LT1712 Dual-Packages wurden das Symbol und der Footprint, im Gegensatz zu allen anderen integrierten Bauteilen, aus einer externen Bibliothek verwendet, und deshalb nicht selbst erstellt und verbunden. Dies erwies sich nach der Fertigung der Platine als Fehler, da der Footprint des Bibliothekseintrags breiter als die eigentlichen LT1712 war und somit nicht einem SSOP-16 Gehäuse entsprach. So konnten die Bauteile nicht montiert werden, da die Bauteilkontakte mit den Masseflächen in Berührung gekommen wären. Da der Unterschied in der Breite nur wenige Millimeter betrug, konnten die Kontakte durch geschicktes Zurechtbiegen in die vorgesehene Position gebracht werden und die Operationsverstärker konnten erfolgreich verlötet werden (Abb. 45).

Abbildung 45: Zurechtgebogene Kontakte des Dual LT1712

Totzeit Die ersten Tests der Totzeitschaltung ergaben, dass überhaupt keine Verzögerung der Flanken stattfand. Nach einigen Untersuchungen zeigte sich, dass die verwendete Diode MBRS130LT, eine Leistungsschottkydiode, selbst eine Kapazität von 600pF besitzt. Da der Kondensator, der geladen und entladen werden sollte, selbst nur über eine Kapazität von 10pF verfügt, hat dies vollständig den Zweck der Schaltung negiert. Hier wurde die Diode durch kleine Schottkydioden vom Typ BAS40 ersetzt. Mit etwas Geschick ließen sich diese auf die Kupferpads montieren, die für die MBRS130LT vorgesehen waren. Daher entstand die große sichtbare verzinnte Fläche in dieser Schaltung (Abb. 46).

Abbildung 46: Ersetzte Diode

39

5

Test- und Messergebnisse

Bei den Verstärkertests wird normalerweise ein Testsignal von 1kHz mit einer Amplitude von 500mV verwendet. Alle Tests wurden bei einer Modulationsfrequenz von 200kHz durchgeführt, obwohl sich gezeigt hat, dass der Verstärker bis etwa 1M Hz ein nicht hörbar verzerrtes Ausgangssignal produziert.

5.1

Modulator

In Abbildung 47 sind der Ausgang des Modulators und das Sinussignal des Eingangs zu sehen. In diesem Test wurde die Amplitude der Eingangsspannung auf 2V angehoben, da sonst die Pulsweitenmodulation des Ausgangssignals nicht gut zu erkennen gewesen wäre (je weiter sich die Amplitude des Sinus der Amplitude des Dreiecks annähert, desto sichtbarer werden die Unterschiede in der Breite der Pulse des Ausgangs). Das Signal wurde wie in Abschnitt 2.2 beschrieben moduliert. Offensichtlich gab es aber eine Rückwirkung des pulsweitenmodulierten Signals auf das Sinussignal. Dies lässt sich vermutlich durch ein verbessertes Layout beheben, bei dem noch mehr auf die Trennung der Signale geachtet wird.

Abbildung 47: 1kHz Sinus und Modulatorausgang → Anforderungen erfüllt.

5.2

Dreieckgenerator

Bei der Inbetriebnahme des Dreieckgenerators zeigte sich zu Beginn eine niederfrequente Störung des Signals. Der Dreieckgenerator erzeugte neben dem Dreieck mit der gewünschten Frequenz ein weiteres Dreieck mit 4Hz über die gesamte zur Verfügung stehende Spannung der Operationsverstärker. Dieses Verhalten ergibt sich vermutlich durch eine zu große angestrebte Amplitude des Ausgangsdreiecks. Durch eine Reduktion der Amplitude des Dreiecks konnte das eigentlich angestrebte hochfrequente Dreieck stabilisiert und die niederfrequente 40

Störung entfernt werden. Offensichtlich gibt es bei dieser Art des Dreieckgenerators ein maximales Verhältnis zwischen der Amplitude des erzeugten Dreiecks und der des erzeugten Rechtecks. Tatsächlich ist dieses Verhalten in der Simulation in Spice auch zu sehen, aber da die Frequenz der Störung bei 4Hz liegt, und die im Vorfeld angestellten Simulationen ), war diese maximal 10ms lang waren (bedingt durch die langsame Simulationszeit mit 10 µs s nicht zu erkennen (Abb.31). Nun erreichte der Dreieckgenerator nicht mehr die nötige Ausgangsspannung, um das Sinussignal zu modulieren, da hier die Sinusspannung oberhalb der Dreieckamplitude liegen würde. Da derartige Probleme erwartet wurden, wurde in der Schaltung eine Möglichkeit geschaffen, ein externes Dreiecksignal zu verwenden.

Abbildung 48: Dreieckgenerator → Anforderungen nicht erfüllt, es kann aber eine externe Dreieckquelle genutzt werden.

5.3

H-Brücke

Die H-Brücke verhielt sich exakt wie vorgesehen. In Abbildung 49 sind in orange und grün die Spannungen der beiden Seiten der H-Brücke zu sehen und in rosa die Differenz dieser beiden (jeweils nach dem Tiefpass). Hier kann man sehr gut sehen, dass das Ausgangssignal ein unverzerrtes 1kHz Sinussignal ist. Ebenfalls sind keine Übernahmeverzerrungen zwischen den beiden HAbbildung 49: Ausgang der H-Brücke Brückenseiten zu erkennen. Die “Breite” des Signals kommt durch hochfrequente Schwingungen der Modulation zustande, die nicht vollständig durch den Ausgangsfilter entfernt werden. Die Amplituden dieser Schwingungen sind aber so niedrig, dass sie in Bezug auf die elektromagnetische Verträglichkeit unproble41

matisch sind. Auch für die Qualität des Ausgangssignals sind sie unproblematisch, da ein Lautsprecher derartige Frequenzen nicht wiedergeben kann. → Anforderungen vollständig erfüllt.

5.4

Gatetreiber

Es werden fast alle Anforderungen an die Gatetreiber aus Abschnitt 2.6 erfüllt. Nur die Anstiegszeit der Gatespannung ist, bedingt durch die Schottky-TTL, etwas langsamer als erwartet. Dies ist zwar kein großes Problem für die Funktion des Verstärkers, verringert aber den Wirkungsgrad. Die Anstiegszeit wird immer zwischen 10% und 90% bzw. 90% und 10% gemessen. Hier ist auch die Abwesenheit von Ringing und wenig Over- oder Undershooting zu erkennen.

(a) Steigende Flanke

(b) Fallende Flanke

Abbildung 50: Gatespannung Highside

(a) Steigende Flanke

(b) Fallende Flanke

Abbildung 51: Gatespannung Lowside → alle Anforderungen bis auf die Anstiegszeit der Highsideflanke vollständig erfüllt.

42

5.5

Totzeit

Die realisierte Totzeitgeneration funktioniert nahezu exakt wie vorberechnet. Durch die Eigenkapazität der Diode ist die Gesamtkapazität der Kondensatoren höher als berechnet, was zu einer etwas höheren Totzeit von insgesamt 50ns führt (Abb. 52).

(a) Kondensator Entladekurve

(b) Ausgangsseitige Verzögerung

Abbildung 52: Totzeitgenerator → Anforderungen vollständig erfüllt.

5.6

Feedbackschleife

Die Feedbackschleife funktioniert wie vorher berechnet. Zur Vollständigkeit wird hier das Ausgangssignal der Feedbackschleife angegeben (Abb. 53). Dies ist ein 1kHz Sinus, von

Abbildung 53: Ausgang der Rückkopplung dem das Korrektursignal abgezogen wurde. Hieraus ergibt sich auch die Untauglichkeit des Dreieckgenerators, da seine Amplitude nicht ausreichend groß für die des Feedbacksignals ist. Um die Korrektheit der Berechnungen zum Systemverhalten in Abschnitt 2.8 zu bestätigen, wurde der Amplitudengang des Systems durch einen Frequenzsweep aufgenommen. Die Abbildung 54a zeigt hier das Ausgangssignal in Dezibel aufgetragen gegen die Frequenz. Man kann die hohe Linearität des Verstärkers bis 20kHz erkennen. Der leichte Abfall um ca.

43

(a) 100Hz bis 20khz

(b) 100Hz bis 100kHz

Abbildung 54: Amplitudengang 1 dbV ab etwa 18kHz sollte sich, da das menschliche Gehör in diesem Bereich nicht mehr sehr empfindlich ist, nicht negativ auf die Tonqualität auswirken. In Abbildung 54b bestätigt sich die Berechnung des Systemverhaltens. Der Anstieg der Verstärkung ist hier nicht zu erkennen. Dies liegt am Ausgangsfilter, der bei der Frequenz bei der die Überhöhung in der Simulation auftritt, bereits seine Tiefpasswirkung zeigt. Durch die Bestätigung der Berechnung des Amplitudengangs kann auch davon ausgegangen werden, dass die Stabilitätsberechnungen korrekt sind. Der Verstärker zeigte bei allen Versuchen keine Anzeichen von instabilem Verhalten. → Anforderungen vollständig erfüllt.

5.7

Frequenzspreizung

Hierzu wurde der Verstärker einmal ohne Frequenzspreizung mit einer Dreieckfrequenz von 200kHz, und einmal zusätzlich mit einer Frequenzspreizung von 200 bis 220kHz betrieben. In Grafik 55a kann man die Modulationsfrequenz von 200kHz und ihre erste Harmoni-

(a) Ohne Frequenzspreizung

(b) Mit Frequenzspreizung

Abbildung 55: Ausgangsspektrum ohne Tiefpassfilter sche bei 400kHz erkennen. Die Grafik 55b zeigt die wesentlich kleinere Maximalamplitude 44

des Ausgangssignals. Die abgestrahlte Leistung wird über einen größeren Frequenzbereich verteilt und es lassen sich die Bestimmungen der EMV leicht einhalten. Der Einsatz der Spread-Spectrum Technik war im Audiosignal nicht wahrzunehmen, da der Tastgrad und damit das Nutzsignal hierdurch nicht verändert wird.

5.8

Ausgangsleistung

Der Verstärker wurde bis an seine Leistungsgrenze aufgedreht, in diesem Fall bis zur Höhe der Spannungsversorgung (Abb. 56a). Zusätzlich wurde er zur Veranschaulichung auch noch über seine Maximalverstärkung aufgedreht, bis sich das Phänomen des Clippings zeigte (Abb. 56b). Es ergab sich, dass die maximal unverzerrte Amplitude der Ausgangsspannung etwa 14.6V beträgt (bei Vcc = 15V ). Hiermit lässt sich die abgegebene Leistung an einer 8Ω Last berechnen, mit: Uef f 2 (19) P = RLast und

uˆ Uef f = √ 2

(20)

ergibt sich:  P =

ˆ √u 2

2

RLast

 =

14.6V √ 2

2

8Ω

P = 13.3W P Da hierbei ein effektiver Strom Uef = 1.3A fließt und der Verstärker 3A Last aushält, könnte f auch ein Lautsprecher mit 4Ω betrieben werden. Dies würde eine doppelte Ausgangsleistung zur Folge haben.

(a) Maximal unverzerrt

(b) Clipping

Abbildung 56: Ausgangsspannung

45

5.9

Wirkungsgrad

Der Wirkungsgrad des Verstärkers ergibt sich aus der Division der aufgenommenen durch die abgegebenen Leistung. Da kein anderer Widerstand verfügbar war, wurde ein 8.2Ω Lastwiderstand zur Messung verwendet. Die aufgenommene Leistung ergibt sich aus der Summe der Leistung der H-Brücke mit der des Logikteils. PLogikteil = (−5V · −57mA) + (5V · 124mA) = 0.9W PHbruecke = 15V · 0.97A = 14.55W

Pauf genommen = PHBruecke + PLogikteil = 15.45W

(21)

Die abgegebene Leistung wird sich wie in Formel 19 bei einem Sinussignal aus dem quadratischen Mittelwert (RMS) der Scheitelspannung uˆ berechnet:  Pabgegeben =

ˆ √u 2

2

 =

RLast

14.6V √ 2

2

8.2Ω

= 13W

(22)

Somit ergibt sich der Wirkungsgrad: η=

Pabgegeben Pauf genommen

=

13W = 0.84 = 84% 15.45W

(23)

In dieser Schaltung mit geringer Leistung zeigt sich bereits der hohe Wirkungsgrad des Klasse-D Verstärkers. Aufgrund der geringen Ausgangsleistung ist hier der Einfluss des Verbrauchs des Logikteils noch recht hoch. Somit ließe sich der Gesamtwirkungsgrad mit einer Steigerung der Ausgangsleistung noch verbessern.

5.10

Total Harmonic Distortion

Zur Messung des Klirrfaktors wurde der Verstärker mit verschiedenen Sinussignalen bespielt und es wurde das Spektrum des Ausgangssignals mithilfe eines Oszilloskops erfasst. Die Amplituden der Grundfrequenzen und der entsprechenden Harmonischen wurden mittels der Cursorfunktion erfasst. Hieraus ließ sich dann mit der Formel (4) die THD jeder Frequenz berechnen. Vor allem sind die Frequenzen zwischen 1 und 4kHz interessant, da hier das Gehör des Menschen am empfindlichsten ist und ein Klirr am ehesten auffallen würde. Allgemein kann man davon ausgehen, dass ein ungeschultes Gehör einen Klirrfaktor von unter 1% nicht mehr wahrnehmen kann. Mit einem sehr guten Gehör und passenden (also obertonarmen) Geräuschen soll gerade noch ein Klirrfaktor von 0.5% hörbar sein [13]. Es ist gut ersichtlich, dass der Verstärker alle Anforderungen deutlich übertrifft. Im Brillianzbereich des menschlichen Gehörs ist die THD unter 1%, teilweise sogar unter 0.5%. Die

46

Total Harmonic Distortion 100

1.000

10.000

100.000

1,4

1,4

1,2

1,2

THD[%]

1

1

0,8

0,8

0,6

0,6

0,4

0,4

0,2 100

0,2 1.000

10.000

100.000

Frequenz[Hz]

Abbildung 57: THD gegen Frequenz THD steigt offensichtlich mit der Frequenz an. Dies ist aber kein Problem, da ab 10kHz die erste Harmonische (20kHz) bereits außerhalb des Hörspektrums liegt (bis maximal 20kHz). Der Anstieg der THD hängt wahrscheinlich mit dem Quantisierungsrauschen des Modulators zusammen. Dies ließe sich mit einer Delta-Sigma-Modulation weiter verbessern, da diese in der Lage ist, das Quantisierungsrauschen in höhere Frequenzbereiche zu verschieben. Dieses Ergebnis zeigt auch den Unterschied des realen Verstärkers zur Simulation. In der Simulation konnte die THD ebenfalls berechnet werden, ergab aber einen unrealistischen Wert von 0.07%.

5.11

Signal-to-Noise Ratio

Obwohl es nicht Ziel dieser Entwicklung war, eine bestimmte SNR zu erreichen, ist es trotzdem für das Gesamtergebnis interessant diese zu ermitteln. Sie ergibt sich aus dem Verhältnis der Rauschleistung zur Signalleistung, und gibt an ab wann man ein verstärktes Signal nicht mehr vom durch den Verstärker erzeugten Rauschen unterscheiden kann. Sie errechnet sich laut [9] aus: 2

SN R = 10log

|U1 [kmax ]| 2 k6=kmax |U1 [k]|

P

! (24)

Hierbei verwendet man eine Bandbreite von 10Hz bis 20kHz, da nur hier das Rauschen für das Ausgangssignal relevant ist. Auch muss darauf geachtet werden, bei der Erzeugung des Spektrums nicht das Nyquistkriterium zu verletzen. Daher wurde, als Kompromiss zwischen

47

Auflösung und dem verhindern von Aliasing, eine Samplingrate von 100MS/s genutzt. Die SNR wurde nun qua QtiPlot aus den Messdaten des Spektrums des Verstärkerausgangs ermittelt. Hierbei addiert sich auf die SNR des Verstärkers auch die der Messeinrichtung hinzu. So hat die Berechnung des Signal-Rausch-Abstands ergeben: SN R = 46.1 dB Die SNR des verwendeten Oszilloskops und der Messtaster ist nicht bekannt, daher sind die hier ermittelten Ergebnisse nicht als hoch präzise, sondern eher als Indikator für die SNR zu werten. Dieser Wert ist nicht überragend. Kommerzielle Verstärker erreichen SNRs jenseits der 80db. Bei den Hörproben konnte zwar das Rauschen des Verstärkers wahrgenommen werden, es war aber so leise, dass es beim Hören der Musik nicht störte.

48

6

Zusammenfassung und Fazit

Diese Arbeit hatte zum Ziel, einen funktionstüchtigen Klasse-D Verstärker zu entwerfen, der für das Elektronikpraktikum der Drittsemester geeigneten sein sollte und diesen auf einer Leiterplatte zu realisieren. Es wurden zuvor weder quantifizierbare Erwartungen an den Klirrfaktor, noch an die Ausgangsleistung oder an den Wirkungsgrad gestellt, trotzdem sollte der Verstärker vor allem pädagogisch wertvoll und qualitativ hochwertig sein. Die angestrebten technischen Ziele wurden daher wie folgt festgelegt. Um den pädagogischen Anspruch zu erfüllen, sollten keine Funktionseinheiten als fertige, integrierte Schaltungen verwendet werden, da die Gefahr bestand, dass sie das Verständnis für die Studenten erschwert hätten. Zusätzlich sollte eine THD erreicht werden, die zumindest im Brillianzbereich eines ungeschulten menschlichen Gehörs unterhalb von 1% liegt, damit sie nicht wahrnehmbar ist. Um all diese Anforderungen umzusetzen, war es unabdingbar, sich eingehend mit der Funktionsweise und mit den verschiedenen Realisierungsmöglichkeiten eines Klasse-D Verstärkers auseinanderzusetzen. Hierbei wurden Schritt für Schritt die verschiedenen Funktionsblöcke der D-Topologie in Spice simuliert und verschiedene Parameter variiert, um ein Gefühl für die Einflussfaktoren zu bekommen und um ein tiefgehendes Verständnis hinsichtlich der Funktionsweise zu entwickeln. Nachdem die einzelnen Funktionsblöcke ihr angestrebtes Anforderungsprofil in der Simulation erfüllten, wurden sie zu einem großen Simulationsmodell zusammengefasst und es wurden die jeweils benötigten Bauteilparameter ermittelt. Hierbei wurden bereits in der Simulation Berechnungen der zu erwartenden THD angestellt. Diese hätte das angestrebte Ziel sogar deutlich übertroffen und so war zu erwarten, dass die Imperfektionen, die ein realer Aufbau mit sich bringen würde, die erreichbare THD nicht unter den selbst gesetzten Zielwert reduzieren würden. Im nächsten Schritt wurde das Platinenlayout entworfen. Hierbei wurde versucht, unter anderem die Empfehlungen von Hephaestus Audio umzusetzen, um die negativen Einflüsse eines realen Aufbaus möglichst gering zu halten. Bei den Untersuchungen zeigte sich allerdings, dass dies nicht vollständig erreicht werden konnte und noch ein Verbesserungspotential bezüglich der induktiven Störungen in der Platine besteht. Sobald die Leiterplatte gefertigt war und die bestellten Bauteile eingetroffen waren, wurde mit der Bestückung der Platine begonnen und die Schaltung wurde segmentweise in Betrieb genommen. Hier zeigte sich ein geringfügiger Fehler im Layout, der durch das nachträgliche Einfügen eines Drahtstücks behoben werden konnte. Der Dreieckgenerator war instabil, konnte aber außerhalb der angestrebten Anforderungen funktionstüchtig gemacht werden. Es wurde von Beginn an vorgesehen, auch ein externes Dreiecksignal einspeisen zu können. Der Verstärker kann seine Funktion daher trotzdem wie geplant erfüllen. In den Gatetreibern zeigte sich ein weiteres Problem, das ebenfalls gelöst werden konnte, indem

49

nachträglich Dioden eingefügt wurden. Nachdem die Schaltung aufgebaut und die Fehler behoben waren, wurde das System ausgiebig getestet und es konnte festgestellt werden, dass die Qualitätsanforderungen erfüllt werden. Der Verstärker erreicht im gesamten hörbaren Bereich eine THD von unter 1%, die von den meisten Menschen nicht wahrgenommen werden kann. Der pädagogische Teil der Anforderungen konnte ebenfalls erfüllt werden, da für keinen Funktionsteil eine integrierte Schaltung verbaut wurde, und somit alle Aufgaben mit diskreten Bauteilen realisiert werden konnten. Alle wichtigen Funktionsteile des Aufbaus sind mit Messpunkten versehen und die Schaltungsteile sind optisch gut zu unterscheiden. Obwohl der Aufbau eines Klasse-D Verstärkers eine anspruchsvolle Aufgabe darstellt, konnte gezeigt werden, dass bereits der erste Entwurf eines Klasse-D Verstärkers mit einer umfangreichen Vorbereitung und dem Einsatz von Simulationssoftware ein Erfolg sein kann. “Class-D design is very challenging (1st prototypes usually don’t work at all...sometimes 2nd and 3rd prototypes don’t work either), but like most difficult pursuits it is fun and rewarding. ” Joey White, Hephaestus Audio

50

7

Ausblick

Obwohl der aktuelle Aufbau bereits sehr gute Resultate zeigt, könnten einige der Schaltungsteile, abgesehen von einer Verbesserung des Layouts hin zur Reduktion von Störeinflüssen, noch in anderer Form mit einem vermutlich besseren Ergebnis implementiert werden. Schnellere Gatetreiber Wie in Abschnitt 5.4 beschrieben wurde, ist die Flankensteilheit der Gatetreiber niedriger als angestrebt. Hier könnte durch den Einsatz von schnelleren Bipolartransistoren und einer besseren Abstimmung (sodass sie nicht in Sättigung getrieben werden), eine Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit erreicht werden. Es könnte auch ein komplettes Redesign in Betracht gezogen werden. Hier gäbe es die Möglichkeit, die Gatetreiber auch mit Mosfets zu realisieren, die größere Ströme und höhere Schaltgeschwindigkeiten zulassen würden. Eine weitere Möglichkeit wäre, mehrere Inverter (die Logikelemente) parallel zu schalten, bis diese eine ausreichend große Stromlieferfähigkeit besitzen, um die Gates zu treiben. Meist sind integrierte Gatetreiber in dieser Weise aufgebaut. Bei diesen Maßnahmen muss dann aber auch die Anbindung der Mosfets überprüft werden, da hohe Stromänderungen nicht ohne Konsequenzen bleiben, wie z.B. Ringing auf der Gateleitung, Over- und Undershooting und Spannungsspitzen, die wiederum durch die Induktivität der Gateleitung bedingt sind. Delta-Sigma-Modulation Der einfache Modulator, der hier verwendet wurde, besitzt im Hinblick auf das Quantisierungsrauschen und auf die Nichtlinearitäten, die durch Intermodulationen bedingt sind, noch Verbesserungspotenzial. Eine Möglichkeit hierfür wäre eine sogenannte Delta-Sigma-Modulation. Diese integriert bereits in der Modulation eine Rückkopplung und kann so das Quantisierungsrauschen in Frequenzbereiche verschieben, die nicht mehr für das menschliche Gehör wahrnehmbar sind. Dies wird auch als “Rauschformung” bezeichnet. Delta-Sigma-Modulatoren können als fertige, integrierte Bauelemente erworben werden. Durch den Demonstrationscharakter der Schaltung wäre aber ein diskreter Aufbau zu bevorzugen. Three-State PWM Um den Wirkungsgrad der Schaltung weiter zu erhöhen, könnte eine sogenannte Drei-Zustands-PWM implementiert werden. Hierbei wird die Ausgangsspannung am Lautsprecher, nicht wie im aktuellen Aufbau, zwischen High(Vcc ) und Low(−Vcc ) geschaltet, sondern zwischen High und Ground und Low und Ground. Durch den geringeren Spannungshub und durch die damit verbundene geringere Schaltzeit, kann der Verlust über die Mosfets verringert werden. Direkt Digitale Ansteuerung (PCM) Bei all den bisher gezeigten Verfahren wurde immer erst ein analoges Audiosignal in die pulsweitenmodulierte Form gebracht, das dann verstärkt wurde. Um die Verzerrungen und das Quantisierungsrauschen des Modulators 51

komplett zu eliminieren, bestünde die Möglichkeit, diesen Teil der Schaltung komplett zu entfernen und direkt das angepasste PCM (Pulse Code Modulation) Signal einer digitalen Audioquelle zu verstärken. Hierdurch könnte die Ausgangsqualität des Verstärkers deutlich verbessert werden. Da heutzutage Musik meist in digitaler Form vorliegt, kann hiermit sowohl die Digital-Analog-Umsetzung an der Audioquelle als auch die Analog-DigitalUmsetzung am Verstärker eliminiert werden.

52

8

Anhang

8.1

Abbildungsverzeichnis

Abbildungsverzeichnis 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33

Klasse-A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Klasse-B . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Klasse-AB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Prinzip eines Klasse-D Verstärkers . . . . . . . . . . . . . Modulationsschema mit Dreieck . . . . . . . . . . . . . . Brückenschaltungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Detaillierte Darstellung des Klasse-D Verstärkers . . . . Signalverlauf UGS mit Totzeit . . . . . . . . . . . . . . . High- und Lowside-Gatetreiber mit Bootstrap . . . . . . LZI-Modell des Systems . . . . . . . . . . . . . . . . . . System mit Störungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Geschlossener Wirkungskreislauf . . . . . . . . . . . . . . Spektrum mit und ohne Frequenzspreizung . . . . . . . . Aufbau des Modulators . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Simulationsmodell des Modulators . . . . . . . . . . . . . Ergebnisse des Simulationsmodells des Modulators . . . . Simulationsmodell des Mosfets . . . . . . . . . . . . . . . Ergebnisse des Simulationsmodells des Mosfets . . . . . . Tiefpass vor dem Lautsprecher . . . . . . . . . . . . . . . Aufbau des Lowsidetreibers . . . . . . . . . . . . . . . . Simulationsmodell des Lowsidetreibers . . . . . . . . . . Ergebnisse des Simulationsmodells des Lowsidetreibers . Aufbau des Highsidetreibers . . . . . . . . . . . . . . . . Simulationsmodell des Highsidetreibers . . . . . . . . . . Ergebnisse des Simulationsmodells des Highsidetreibers . Aufbau der Totzeiterzeugung . . . . . . . . . . . . . . . . Simulationsmodell der Totzeitgeneration . . . . . . . . . Ergebnisse des Simulationsmodells der Totzeitgeneration Aufbau des Dreieckgenerators . . . . . . . . . . . . . . . Simulationsmodell des Dreieckgenerators . . . . . . . . . Ergebnisse des Simulationsmodells des Dreieckgenerators Aufbau der Feedbackschleife . . . . . . . . . . . . . . . . System mit Regelschleife . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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3 4 4 5 6 7 8 9 11 12 13 13 14 17 18 18 19 19 20 22 22 23 23 24 24 26 27 27 28 28 28 29 30

34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65

Amplituden und Phasengang des offenen Kreises . . . . . . Amplitudengang des geschlossenen Kreises . . . . . . . . . Platzierungskonzept . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Realisierung des Modulators . . . . . . . . . . . . . . . . . Realisierung der Gatetreiber . . . . . . . . . . . . . . . . . Realisierung der Totzeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Realisierung der H-Brücke . . . . . . . . . . . . . . . . . . Realisierung des Dreieckgenerators . . . . . . . . . . . . . Realisierung der Feedbackschleife . . . . . . . . . . . . . . Schottky TTL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ersetztes Leitungsstück . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zurechtgebogene Kontakte des Dual LT1712 . . . . . . . . Ersetzte Diode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1kHz Sinus und Modulatorausgang . . . . . . . . . . . . . Dreieckgenerator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ausgang der H-Brücke . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gatespannung Highside . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gatespannung Lowside . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Totzeitgenerator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ausgang der Rückkopplung . . . . . . . . . . . . . . . . . Amplitudengang . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ausgangsspektrum ohne Tiefpassfilter . . . . . . . . . . . . Ausgangsspannung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . THD gegen Frequenz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Eagle Schaltplan des Modulators . . . . . . . . . . . . . . Eagle Schaltplan des Totzeitgenerators (rechte Halbbrücke) Eagle Schaltplan der H-Brücke . . . . . . . . . . . . . . . . Eagle Schaltplan des Tiefpasses . . . . . . . . . . . . . . . Eagle Schaltplan des Dreieckgenerators . . . . . . . . . . . Eagle Schaltplan der Feedbackschleife . . . . . . . . . . . . Eagle Schaltplan der Gatetreiber (linke Halbbrücke) . . . . Eagle Schaltplan der Gatetreiber (rechte Halbbrücke) . . .

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31 31 33 34 35 35 36 36 37 38 38 39 39 40 41 41 42 42 43 43 44 44 45 47 55 55 56 56 57 58 59 60

8.2

Schaltpläne

Abbildung 58: Eagle Schaltplan des Modulators

Abbildung 59: Eagle Schaltplan des Totzeitgenerators (rechte Halbbrücke)

55

Abbildung 60: Eagle Schaltplan der H-Brücke

Abbildung 61: Eagle Schaltplan des Tiefpasses

56

Abbildung 62: Eagle Schaltplan des Dreieckgenerators

57

Abbildung 63: Eagle Schaltplan der Feedbackschleife

58

Abbildung 64: Eagle Schaltplan der Gatetreiber (linke Halbbrücke)

59

Abbildung 65: Eagle Schaltplan der Gatetreiber (rechte Halbbrücke)

60

8.3

Boardlayout C16

100n

330

100n

R30 ELKO6 C12 100n

JP6 X8 R141426

61

ELKO1

220p 10

R3 C1

IRF540 Q1 C7

330 PMD3001D . 1 U$2 R15

47u

220p 10

R4 C2

U$11

BC817-40

C19 470n

100n

C20 ELKO3

KERKOX7R9 47u

R29 47u 330 ELKO12 100n IRF540 PMD3001D C25 IRF540 Q4 . 1 Q3 U$10 R28 C3 R5 C4 R6 220p 10 220p 10

KERKOX7R3 U$18

100p

IRF540 Q2

47u

10p LT1722

C15 47u

KERKOX7R21 LT1722 100n

JP3

BC817-40

ELKO10

KERKOX7R8

470n

PMD3001D 1 . R22 U$8 1u

100n

KERKOX7R12

C13

C14 KERKOX7R19

100n

100n

JP7 KERKOX7R22

10k X9

R25

U$9

ELKO9 R27 47u

C9 KERKOX7R15

C17

330 R23

220p

10k

ELKO7 R16 100n

C5

C23

100n

C6

10p

KERKOX7R7 R24

100n

R19 100n

80k

KERKOX7R20 LT1722 100n R26

LT1722KERKOX7R17

KERKOX7R18U$17

U$19

100n

JP5

100n

220p

ELKO5 C11

20k

10k

JP1

JP2 JP4

KERKOX7R1

KERKOX7R6 10k

220p

R18100n

BC817-40

47u

B560C1 330

KERKOX7R4

U$6

100n

100n

1k R20 20k

330 ELKO8 R17 47u

C18

LT1712

100n

D4 R32

R21

C10

47u

100n

100n C22

MBRS130LT3

100n R141426 KERKOX7R5

LT1712

KERKOX7R11 U$12

1k

U$20

R2

ELKO14 10k 100n

U1 C26 *

1k MBRS130LT3 100n KERKOX7R16 D3 C24 100n R31

X1

C8

100n

ELKO4

10p

D2 R10

R1

R8 1k 100n

100n

MBRS130LT3 47u100n

10k

R7 1k

KERKOX7R14 U$1 KERKOX7R13

1k

C28

ELKO13

1502_01

10p

D1 R9

100n

100n

47u

MBRS130LT3

LT1711CMS8PBF

C27

47u ELKO15 ELKO11 47u C21

PMD3001D 1 . R14 U$4 1u

330

330 R11 U$5 B560C ELKO2 R12 BC817-40 47u

KERKOX7R2 47u

3300u

61 C u0033

D 1003 D M P 1 . 4$ U 41 R u1

1OKLE

2R7XuO 7K 4 REK

033

5$ U 11 R 033 CL 0E 65 B 2OK 21 R 0 4- 7 1 8 C B u74 045 F R I 1Q

FBP8SMC1171TL

1U

u74 2R 41OKLE k01 n001

62 C

4P J

n001

p022

1R7XOKREK

12 R

6R7XOKR k0E1K

5P J

n001

52 R

2P J

1P J

n001

3C

01 p022

7E PK J 22R7XOKR

k01

624141 R 5R7XOKREK

91$ U

02$ U

02R7XOKREK 2271TL n001 62 R

k01

n001

21 C n001

3P J

n001

71$U81R7XOKREK

k08

12R7XOK2R2E7K 1TL

8R7XOKREK

n001 91 R

2271TL

4C

n00181R

p022

0K 3R 6O LE

*

1X 71R7XOKREK2271TL

91R7XOKREK

k02

4R7XOKREK

k01

4D 23 R

k02

n001

u74

n001

p001

n001

3R7XOK8 R1E$KU

92 R u74 033 n001 21OKLE D 1003 D M P 045 F R I 045 F R I 52 C 4Q . 1 3Q 01$ U 82 R 5R

6R

01 p022

0 4- 7 1 8 C B

51R7XOKREK

u74 51 C

033

1R

3TL031SRBM

k1 02 R

9C

01OKLE

k1

41 C

033 1 C 065 B

31OKLE

k1 3TL031SRBM n001 61R7XOKREK 3D 42 C 13 R n001

n001 p01

3OKLE

9R7XuO 7K 4 REK

D 1003 D M P 1 . 8$uU 1 22 R

2171TL

32 R

n001

2D 01 R

n001 22 C

n001

72 C

n001

82 C

3TL031SRBM n 0 0 1u 7 4

112R XOKREK 1$7U

11 C

9OKLE 72 R u74

k1

31 C

p01

n001

2C

u74

n001

6C

81 C

1D 9R

u74 51OKLE 11OKLE 12 C u74

32 C

p01

n001

5OKLE

11$ U

p01

2171TL

01 C

n001

0 4- 7 1 8 C B

n001

u74

033 8OKLE 71Ru74

9$ U

3TL031SRBM

n001

21R7XOKREK

045 F R I 2Q

4R

01 p022

02 C

n001

n074

k1

4OKLE

033

91 C

7R

k1 n001

41R17$XU OKREK 31R7XOKREK u74

0313003DMP D . 1 2$ U 51 R

61KRLE n001 7 O

7C

1C

0 4- 7 1 8 C B

n074

8R

5C

3R

01 p022

6$ U

71 C

8C

n001

p022 7R7XOKREK 42 R k01 9X

10_2051

6P J 8X 624141 R

62

8.4

Maple Worksheet

> restart; GS:=20; GR:=1/(s*2.2E-6); GM:=(1/20)*(1/(1+(2.2e-6*s))); G0=GM*GR*GS; H=(GS*GR)/(1+GS*GR*GM);

(1)

> with(DynamicSystems): > sys:=TransferFunction(4.545454544*10^5/((1+0.22e-5*s)*s)); sys2:=TransferFunction(9.090909090*10^6/(s*(4.545454544*10^5/( (1+0.22e-5*s)*s)+1)));

(2)

> PhaseMargin(sys); (3)

> BodePlot(sys,decibels=false);

63

64

> PhaseMargin(sys); (4) > BodePlot(sys2,decibels=false);

65

66

>

67

8.5

Klirrfaktor Messwerte

Frequenz[Hz]

Fund.[dbV] 1 Har. 2 Har. 3 Har. 4. Har 5. Har

100

200

500

1000

2000

4000

8000

16000

20000

-0,015 -0,065 -0,17 -0,031 0,653 0,22 0,16 -1,1 -1,3 -48,13 -49,84 -49,54 -49,79 -46,01 -45,63 -44,51 -40,36 -59,02 -52,55 -55,36 -55,6 -51,59 -53,3 -48,5 -44,83 -46,37 -49,1 -52,4 -59,85 -58,62 -55,63 -52,22 -60,65 -39,62 -60,58 -58,62 -52,5 Tabelle 1: Messreihe zur Ermittlung der THD

68

8.6

Literaturverzeichnis

Literatur [1] Fairchild Semiconductor Corporation. AN-6076 Design and Application Guide of Bootstrap Circuit for High-Voltage Gate-Drive IC. 2008. [2] Jun Honda and Jorge Cerezo. Class D Audio Amplifier Design. International Rectifier, 2003. [3] Maxim Integrated. APPLICATION NOTE 3881 Spread-Spectrum-Modulation Mode Minimizes Electromagnetic Interference in Class D Amplifiers. 2006. [4] Maxim Integrated. Automotive Applications for Silicon Spread-Spectrum Oscillators. 2014. [Online; Stand 22. November 2014]. [5] Hephaestus Audio Joey White. How to Design a Class-D Amplifier. 2006. [6] Elektronik Kompendium. Dreieckgenerator mit Operationsverstärker. 2014. [Online; Stand 22. November 2014]. [7] W.M. Leach. Introduction to Electroacoustics and Audio Amplifier Design. Kendall Hunt Publishing Company, 2001. [8] mikrocontroller.net. Transistor Treiberschaltungen. 2013. [Online; Stand 22. November 2014]. [9] Prof. Dr. Georg Eggers. Vorlesungsfolien Sensorik. SS2013. [10] CuriousInventor.com Scott Driscoll. Surface mount soldering 101, 2007. ps://www.youtube.com/watch?v=3NN7UGWYmBY.

htt-

[11] U. Tietze, C. Schenk, and E. Gamm. Halbleiter-Schaltungstechnik. Springer-Verlag GmbH, 2012. [12] H. Unbehauen. Regelungstechnik I: Klassische Verfahren Zur Analyse und Synthese Linearer Kontinuierlicher Regelsysteme. Vieweg Studium. Vieweg+Teubner Verlag / GWV Fachverlage GmbH, Wiesbaden, 2008. [13] Wikipedia. Total Harmonic Distortion — Wikipedia, Die freie Enzyklopädie. 2013. [Online; Stand 22. November 2014].

69

8.7

Versuchsanleitung für das Praktikum Elektronik

70

Prof. Dr. Fischer Fakultät 06 Hochschule München

Praktikum Elektronik MOSFET Klasse-D Verstärker

Name: Gruppe: Datum:

Lernziel Kennlinienfeld eines Mosfets, Mosfet als Schalter, Operationsverstärker als Modulator, Totzeiterzeugung, Ansteuerung einer H-Brücke, Wirkungsgrad eines Klasse-D Verstärkers Besondere Vorbereitung: Im Versuch wird ein NMOS-Transistor vom Typ 20N60C3 (Infineon) verwendet. Bitte besorgen Sie sich das Datenblatt aus dem Internet und bringen Sie es zum Praktikum mit. Eine Linksammlung zu Halbleiterherstellern finden Sie z.B. unter www.aufzu.de/semi/halbleit.html oder www.standardics.nxp.com/products/hef/ Literatur: Zastrow, Dieter, Elektronik, Springer Vieweg Verlag Tietze, Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik, Springer Verlag Horowitz, Hill, Die Hohe Schule der Elektronik bzw. The Art of Electronics Skript zur Vorlesung MFB330 bzw. PHB340. Anmerkungen Halbleiter können durch eine falsche Beschaltung zerstört werden. Wenn Sie sich bei den Versuchsaufbauten bzgl. Ihrer Verdrahtung nicht sicher sind, lassen Sie sie vom Betreuer überprüfen! ________________________________________

V 14.01.2014

71

Klasse-D Verstärker

2/9

1 NMOS-Kennlinien, statische Messung 1.1 Übertragungskennlinie Das Ziel dieses Versuchs ist die Messung der Übertragungskennlinie des Transistors. Bauen Sie die untenstehende Schaltung auf. Bevor Sie damit beginnen, sollten Sie Folgendes beachten: 

Vergewissern Sie sich, dass die Spannungsversorgung ausgeschaltet ist.



Ein sauberer Aufbau reduziert sowohl die Fehlerwahrscheinlichkeit als auch die Fehlersuchzeit.



Üblicherweise kennzeichnet die Farbe rot die positive Versorgung, blau die negative und schwarz steht für die Masse. Halten Sie sich so weit wie möglich an diese Konventionen.



Die Spannungsanzeige am Netzgerät ist nicht genau genug, messen Sie die Spannung deshalb mit einem Multimeter.

A 50

0V..15V

V

5V

Variieren Sie die Gatespannung in 0.5 V-Schritten von 0 V bis 2.5 V, in 0.1 V-Schritten von 2.5 V bis 4 V und in 1 V-Schritten von 2.5 V bis 15 V und messen Sie jeweils den zugehörigen Drainstrom: UGS [V] ID [mA] UGS [V] ID [mA] UGS [V] ID [mA] UGS [V] ID [mA]

Welche Arbeitsbereiche durchläuft der Transistor in welchem Spannungsbereich? Spannungsbereich: …………………………………. Transistor in: ……………………………….. Spannungsbereich: …………………………………. Transistor in: ……………………………….. Spannungsbereich: …………………………………. Transistor in: ……………………………….. Notieren Sie den theoretischen Zusammenhang zwischen ID und UGS im Triodenbereich:

ID  72

Klasse-D Verstärker

3/9

Stellen Sie die von Ihnen aufgenommene Übertragungskennlinie auf einem gesonderten Blatt in einem Diagramm dar. Sie können die Daten beispielsweise in Excel graphisch darstellen, oder Sie benutzen ein Mathematikprogramm (z.B. Matlab). Entnehmen Sie Ihrem Diagramm die Schwellspannung und berechnen Sie den Vorfaktor Kn/p: ...........................................................................................................................Vorfaktor = ......................................................................................................... Schwellenspannung =

73

Klasse-D Verstärker

4/9

1.2 Mosfet als Schalter Schalten Sie alle Spannungen aus, bauen Sie die nachfolgende Schaltung auf und lassen Sie sie vom Betreuer überprüfen.

Oszilloskop 50

5V

Nun soll der Mosfet als Schalter mit möglichst geringem Widerstand Rdson verwendet werden. Auf welche Spannung müssen Sie die Gate-Source-Spannung einstellen (siehe Datenblatt)? Gate-Source-Spannung....………………………………………………………………….UGS= Stellen Sie nun den Funktionsgenerator auf eine Rechteckspannung von 100 Hz mit der Amplitude von 0 V bis zu der von Ihnen recherchierten Höhe ein und stellen Sie das Signal auf dem Oszilloskop dar. Wie sollte der Spannungsabfall am Mosfet (qualitativ hoch/niedrig) sein, wenn der Mosfet leitet:.………………….......………………………………………………………………….UDS= sperrt:…………………....…………………………………………………………...……….UDS= Messen Sie die Ein- und Ausschaltzeit des Mosfets mithilfe der Cursorfunktion (hierbei müssen Sie evtl. die Triggerflanke ändern, um die andere Flanke untersuchen zu können): tan....…………………………………………………………..……………………………….UGS= taus....…………………………………………………………………………………….…….UGS= Ersetzen Sie die Rechteckspannung durch eine Gleichspannung mit der gleichen Amplitude und ersetzen Sie den 50 Ohm Widerstand und die 5 V Spannungsquelle durch das Multimeter. Messen Sie den Drain-Source Widerstand des Mosfets und vergleichen Sie ihn mit dem Wert aus dem Datenblatt: Datenblatt.....…………………………………………………..….………………….…… RDSon.= Messung.....……………………………………………………………………….………. RDSon = Der 20N60C3 Mosfet ist maximal mit einem Strom von 20 A belastbar. Berechnen Sie die Verlustleistung des Mosfets bei diesem Strom: Verlustleistung………………………………………………………………….………… Pverlust = Wie ist diese Verlustleistung im Vergleich zu einem Bipolartransistor zu werten? ……………………………………………………………………………………………………………………….

74

Klasse-D Verstärker

5/9

2 Klasse-D Verstärker 2.1 Operationsverstärker als Modulator Schalten Sie alle Spannungsquellen aus, bauen Sie die untenstehende Schaltung auf und lassen Sie sie vom Betreuer überprüfen!

Oszilloskop

5V 5V

uA741

100

Stellen Sie am ersten Funktionsgenerator eine Dreieckspannung von 1000 Hz ein, die von -1 V bis 1 V reicht und am zweiten Funktionsgenerator eine Sinusspannung von 100 Hz, die von -0.8 V bis 0.8 V reicht. Zeigen Sie das Ausgangsbild mit dem Oszilloskop. Es ist nicht möglich, dieses Bild zu triggern. Daher müssen sie die Start/Stop-Taste des Oszilloskops nutzen, um ein Bild zu erhalten. Benutzen Sie den USB-Stick (Anleitung auf der Laborkarte), um die Anzeige des Oszilloskops auf dem Labordrucker auszudrucken. Der Operationsverstärker arbeitet als Komparator. Bei welcher Spannung erfolgt der Wechsel des Ausgangs?..........................................U = Wenn Sie die Frequenz des Dreiecks verändern, können Sie fast ein stehendes Bild erzeugen und direkt die Veränderung der Pulsbreite beobachten.

75

Klasse-D Verstärker

6/9

2.2 Totzeiterzeugung Schalten Sie alle Spannungsquellen aus, bauen Sie die untenstehende Schaltung auf und lassen Sie sie vom Betreuer überprüfen!

Oszilloskop

1k

15V 15V

1k

10k 100 BY255

67n

Wieso benötigt man bei der Ansteuerung einer H-Brücke eine Totzeit (Stichwort: Shoot-Trough)? ………………………………………………………………………………………………………………………. Schalten Sie den Funktionsgenerator auf eine Rechteckspannung, die von 0 V bis 10 V. Dehnen Sie die Zeitachse des Oszilloskops so, dass Sie die Verzögerung zwischen dem Eingang und dem Ausgang gut ablesen können. Benutzen Sie den USB-Stick (Anleitung auf der Laborkarte), um die Anzeige des Oszilloskops auf dem Labordrucker auszudrucken. Welche Flanke wird verzögert? .......................................................................................... Wie groß ist die gemessene Verzögerung? ................................................................... t = Drehen Sie nun die Diode um: Welche Flanke wird jetzt verzögert? .................................................................................. Wie groß ist die gemessene Verzögerung? ................................................................... t =

76

Klasse-D Verstärker

7/9

2.3 Ansteuerung einer H-Brücke Schalten Sie alle Spannungsquellen aus, lassen Sie sich den Klasse-D Verstärker von Ihrem Betreuer geben und bauen Sie die Schaltung wie im Beiblatt auf (Externes Dreieck, Closed-Loop Betrieb). Erden Sie sich (z.B.: einen Heizkörper anfassen), bevor Sie die Schaltung berühren, da eine statische Entladung den Logikteil der Schaltung zerstören könnte. Zur Versorgung des Logikteils können Sie eines der Hameg-Netzteile nehmen, zur Versorgung des Leistungsteils das Manson-Netzteil (den Betreuer fragen). Verwenden Sie für die Kontaktstifte auf der Schaltung die 10x-Tastköpfe. Achten Sie darauf, das Oszilloskop auf die 10x-Spannungsverstärkung zu stellen. Lassen Sie die Schaltung vom Betreuer überprüfen! Schalten Sie nun auf dem Steckbrett so viele 100 Ohm Widerstände parallel, bis der Gesamtwiderstand in etwa 8 Ohm erreicht. Messen Sie ihn mit dem Multimeter nach. Lastwiderstand…………………………………………………………………………….RLast = Verbinden Sie den Lastwiderstand mit den Lautsprecherklemmen. Stellen Sie den Funktionsgenerator am Modulatoreingang auf eine Dreieckspannung von 200 kHz und 5Vpp und den Funktionsgenerator am Audioeingang auf eine Sinusspannung von 1 kHz und 1 Vpp. Überprüfen Sie Ihre Eingaben mit dem Oszilloskop, indem Sie die Koaxialstecker dort kurz anschließen. Messen Sie nun die Ausgangsspannung des Verstärkers. Hierzu müssen Sie mithilfe der Mathematikfunktion des Oszilloskops die beiden Ausgangskanäle voneinander subtrahieren (es kann sein, dass Sie das Drehpotentiometer erst etwas in die Nähe der Min-Markierung verdrehen müssen, bis Sie ein sauberes Ausgangssignal erhalten). Ausgangsspannung………………………………………………..………………………...Uout= Stellen Sie die Ausgangsspannung nun mithilfe des Drehpotentiometers auf 5 Vpp ein. Messen Sie nun die Gate-Spannungen der High- und Lowside Mosfets. Achten Sie hierbei darauf, dass Sie wieder mit der Start/Stop-Taste das Bild des Oszilloskops anhalten müssen. Highside……………………………………………………………………………...………UGate= Lowside………………………………………………………………………………...…… UGate= Warum ist die Spannung des Highside-Gates höher? ……………………………………………………………………………………………………………………. Messen Sie nun die Gate-Source-Spannung der High- und Lowside Mosfets: Highside………………….…………………………………………………………...………UGS= Lowside…………………….…………………………………………………………...…… UGS=

77

Klasse-D Verstärker

8/9

2.4 Wirkungsgrad eines Klasse-D Verstärkers Messen Sie nun wieder die Ausgangsspannung des Verstärkers. Nutzen Sie das Drehpotentiometer, um die Ausgangsspannung des Verstärkers zu erhöhen. Drehen Sie es soweit (gegen den Uhrzeigersinn), bis Sie Clipping (das Abschneiden der Spitzen des Sinus) erkennen können. Benutzen Sie den USB-Stick (Anleitung auf der Laborkarte), um die Anzeige des Oszilloskops auf dem Labordrucker auszudrucken. Drehen Sie das Potentiometer wieder so weit zurück, bis das Ausgangssignal wieder ein Sinus ist. Ausgangsspannung………………………………………………………………………...Uout= Messen Sie die Versorgungsspannungen und -ströme der Schaltung (Anzeigen der Netzteile sind ausreichend genau) und berechnen Sie die Versorgungsleistung: Aufgenommene Leistung………………………………………………………….………...Pin= Berechnen Sie aus der Ausgangsspannung und dem Lastwiderstand die Ausgangsleistung des Verstärkers: Ausgangsleistung………………………………………………………………….………...Pin= Berechnen Sie hieraus den Wirkungsgrad des Verstärkers und vergleichen Sie ihn mit den anderen Verstärker-Topologien Klasse-A und -AB (Hinweis: Die Leistung lässt sich aus dem Effektivwert der Ausgangsspannung und dem Wert des Lastwiderstands errechnen): Berechneter Wirkungsgrad……………….……………………………………….……….. ηD = Typischer Wirkungsgrad Klasse A………….………………………………...….………... ηA = Typischer Wirkungsgrad Klasse AB…………..………………………………..……….....ηAB=

2.5 Klasse-D Verstärker als Audioverstärker Ersetzen Sie nun den Lastwiderstand durch einen Visaton-Lautsprecher und nutzen Sie das Koax- auf Klinke-Adapterkabel, um eine Audioquelle (z.B.: Ihr Smartphone) anzuschließen. Sie können nun mit dem Verstärker Musik hören. Die Lautstärke lässt sich entweder durch das Drehpotentiometer oder durch den Ausgangpegel der Audioquelle regulieren.

78

Lowside Gate

79 Bootstrapping Spannung

Vor- und Nach-Totzeit

Modulatorausgänge

Auswahl: internes/externes Dreieck (hier extern)

Lautsprecheranschluss mit Tiefpass Lautsprecheranschluss ohne Tiefpass

Highside Gate

Dreieck-Eingang Audio-Eingang (Klinkenadapter benutzen)

Jumper invertieren für Open- oder Closed-Loop Betrieb (hier Closed-Loop)

15V Masse

+15V

5V Masse

-5V

+5V

+15V

-5V

15V

5V

5V

15V Masse

5V Masse

+5V

Klasse-D Verstärker Anschlussplan

Klasse-D Verstärker 9/9

15V Masse und 5V Masse an den Netzteilen verbinden

8.8

Datenblätter

Aufgrund des Umfangs befinden sich alle Datenblätter auf der beigefügten DVD.

80

8.9

Selbstständigkeitserklärung

Erklärung

Hiermit erkläre ich gemäß §35 Abs. 7 der Rahmenprüfungsordnung für Fachhochschulen in Bayern, dass die vorliegende Arbeit mit dem Titel Entwicklung und Aufbau eines Closed-Loop-Spread-Spectrum-Klasse-DAudioverstärker-Demonstrators selbständig verfasst, noch nicht anderweitig für Prüfungszwecke vorgelegt, keine anderen als die angegebenen Quellen oder Hilfsmittel benutzt sowie wörtliche und sinngemäße Zitate als solche gekennzeichnet habe.

Ort, Datum

Unterschrift

81